功率电感温升太高的原因有哪些?

点击联系发帖人 时间：2022-05-23 01:19

低温对电感的影响

开关电源输出烧毁的5大原因：

①电感与开关电源输出功率不匹配。线圈直流电阻大，导致满负荷或超负荷输出时，线圈温度持续升高直至烧毁。这种原因可能性有但又不大。

②电源长时间超负荷运行(可能性较大)。这将导致电感的线圈电阻损耗(直流)和磁芯涡流损耗(交流)加重，这两种损耗都变成热能，使电感温度快速升高直至烧坏。一般开关电源超负荷50%(即额定输出功率150%)时，保护电路才起作用。电源的额定输出功率，实际上也是极限输出功率，使用时不能超出，而且要留有一定余量。这样才能连续、安全、稳定运行。

图片来自网络：开关电源

③电感质量有问题。如果电感磁芯质量不好，当有较大高频交流分量通过电感时，就会在磁芯中产生很大的涡流损耗，使磁芯线圈温度持续升高直至烧坏。

④滤波电容失效。这将导致整流后的所有脉动交流成份全部加在电感上，使磁芯涡流损耗达到MAX值，温度快速升高使电感烧坏。此时，输出电压降低，靠负反馈提升电压，这样使输出脉动交流成份更大，磁芯涡流温升更快，导致恶性循环，最后电感烧毁。

⑤电感线圈匝间短路。这也是可能原因之一，类似于电源变压器，如果出现线圈匝间短路，变压器必烧。

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解决方法：先在BOBBIN骨架槽正中间处绕2mm左右的挡墙胶带与槽面相平，再绕丝包线，避开磁芯中芯柱气隙产生的边缘磁通引起的涡流效应。

　电源中的电感设计对很多工程师来说并不困难，以铁氧体材料电感为例，设计时有一个公认的准则，即峰值磁通密度Bpk不超过0.3T（磁芯材料不同，该值可能会略有不同）以防止饱和。实际上，不仅仅是自行设计的电感，成品电感的饱和电流Isat也是按照类似的准则计算出来的。那么，这种0.3T准则能适用于所有的电源应用吗？

　　多年前，我设计了一款电源，经典的PFC+LLC结构电源。LLC的谐振电感采用的是铁氧体材质的EI22磁芯，没有借用变压器原边漏感（条件所限，漏感值不好控制）。电感按照0.3T的峰值磁通密度进行的设计，LLC满载时工作频率为110K。

　　调试过程中发现，电路板各个位置的波形和其他器件的温度完全正常，只有谐振电感发热严重，以至于工作一段时间后，竟然达到居里温度从而失效，电源输出变为（芯片的保护机制起作用了）。电感的铁损（磁芯损耗），理论上的计算结果是0.3W；电感匝数为14圈，按照5A/mm2的电流密度设计的线径，理论上的铜损（按照铜在100℃时的电阻率计算）约0.15W。

　　于是，接下来的一整天，我穷尽自己的想象力，试图解决这一问题；比如用多股利兹线代替漆包线、增加线径、减小匝数和更换磁芯材质等等，可（gai）爱（si）的电感仍然顽固的热的发烫；唯一的发现是换更大的磁芯（保持电感量和匝数不变），温度会低一些，可惜电路板很紧凑而且高度受限，很难放下更大的磁芯了；给电感加散热片？还是干脆改PCB板换更大的磁芯呢？

　　第二天，迷茫的我在电脑上无聊的翻看LLC的资料，突然间一张图片吸引了我——LLC的原边电流波形，接近完美的正弦波，和实验测得的没什么不一样。可我左看右看上看下看，总感觉这个图片不简单～～。

　　问题出在哪儿呢？就在对着图片发呆的时候，我突然意识到正弦波电流波形和一般电感电流波形的本质区别。这并不是指正弦波和三角波的区别，而是正弦波每个周期电流是有正有负的。由于电感中，磁通密度B和电感电流成正比：

　　其中L是电感量，N是匝数，Ae是有效截面积。

　　因此电流波形也就是磁通密度B的波形：

　　我们都知道知道磁芯损耗与工作频率正相关，频率越高磁芯损耗越大。电源满载时的工作频率是110K，难道是由于电流每个周期有正有负，导致电感的△B每个周期变化两次？也许应该按照两倍开关频率即220KHz计算磁芯损耗？

　　我立即打开EXCEL计算表格，更新了我的计算书。计算结果显示，把计算磁芯损耗时的频率由110K提高到220K后，磁芯损耗约为1.1W，是原来的整整3倍多！

　　我真高兴啊，以为自己已经找到了磁芯发热的原因。不过，冷静下来之后想一想：1W多的损耗好像并不足以使一个EI22的磁芯达到居里温度。按照EE-EI-ETD-EC型磁芯的经验公式：

　　其中Ve的单位为cm3

　　看来要解决问题，还是得回归基本理论。我重新翻阅了磁芯损耗方面的资料，结论是：如果磁芯的材质已经选定，那么单位体积的磁芯损耗主要取决于两个因素，一是工作频率，二是磁通的变化量，也就是磁通摆幅。

　　正弦波电流所引起的磁通密度B的波形也是正弦波，因此磁芯的摆幅△B不是从正的或者负的峰值到零，而是从正的峰值到负的峰值，是峰值磁通密度的2倍，即：

　　同样，磁通的摆动频率并不是开关频率的2倍，而是等于开关频率110KHz，如下图所示：

　　将0.6T的磁通摆幅和110KHz的频率输入计算表格，磁芯损耗达到了2.3W，总损耗带来的温升是99度！磁芯内部的温度会更高。这完美解释了电感异常发热的现象，也解释了更换大磁芯的话电感发热会缓解的原因（保持圈数和电感量不变的情况下，Ae大则△B小，从而单位体积磁芯损耗减小了，但由于Ve也增加了，因此损耗会有所减小但不会成比例减小）。

　　那么，为什么△B增加，频率f同比例降低时，磁芯发热会加剧而不是减小呢？

　　根据《精通开关电源设计》第二章中的描述，单位体积磁芯损耗一般表示为：

　　其中要注意Bac指的是△B/2（这是磁材供应商的规定，一般工程惯例）。

　　常数1、常数2和常数3都由磁芯材料决定；其中，常数2是Bac的指数，常数3是频率f的指数，而绝大多数铁氧体磁性材料的常数2要大于常数3；也就是说，如果Bac加倍而f减半，磁芯损耗仍然会增加！由于指数函数的特点，Bac的变化在整个公式中的影响是最大的。

　　我们可以计算出磁芯损耗和铜损，而二者的和就是电感总损耗，因此在Excel（或者其他软件如mathcad制作的计算书）中调整Bpk的取值，可以得到最优的电感匝数N：

　　其中L由整个LLC谐振电路计算得出，一旦设计好就固定不变，Ipk是原边电流峰值，Ae是磁芯的有效截面积。

　　所以，故事的结局是，我没有更换体积更大的磁芯，也没有减少匝数，而是增加匝数（保持电感量不变）！根据计算，我将Bpk取为0.1T，电感的匝数由14圈大幅增加到40圈，实测电感的温升只有25℃，电感上的损耗减小了近2W，整个电源的效率也相应的提高。

　　1.不仅仅是LLC的谐振电感，凡是串联在桥式电路原边主回路中的电感（比如移相全桥的谐振电感），0.3T准则并不适用；因为此时的△B=2Bpk，若Bpk=0.3T那么△B=0.6T；这样，电感的关键问题不是防止饱和，而是磁芯损耗远大于普通的电感应用，因此Bpk需取0.15T或者更低，建议大家进行计算以取得电感损耗的最优值。

　　2.如果选择成品电感作为这类谐振电感，那么也要小心的选择，使成品电感的额定饱和电流Isat比我们电路中的峰值电流Ipk至少大一倍。这是由于成品电感规格书中的饱和电流Isat，基本也是按照类似的0.3T准则给出的。

　　3.对于频率很高的一般DC-DC应用，电感磁芯损耗仍然值得关注。这是由于尽管△B不大，比如电流纹波率取0.4，Bpk取0.3T，那么磁通变化量或者叫磁通摆幅△B将为0.12T；但由于频率很高，假设磁芯材料为飞磁(Ferroxcube)的3F3，那么1MHz开关频率将带来1.15W/cm3的损耗，2MHz开关频率将带来4.6W/cm3的损耗。另外，DC-DC应用随着电容技术的进步，电流纹波率取得越来越大以尽量减小电感体积，会使△B也相应增加，单位体积磁芯损耗会更大。在这种情况下，0.3T准则同样不适用。

　　4.对于借用变压器原边漏感作为谐振电感的应用，并没有这种问题。因为尽管单位体积的磁芯损耗和我们上述的分析结果别无二致，但由于漏磁通起作用的有效磁芯体积相对于整个变压器的Ve来说，是非常小的（漏磁其余的磁路都在空气中），根据：

　　磁芯损耗Pcore =单位体积磁芯损耗×有效磁芯体积

　　可见漏感带来的磁芯损耗非常小，可以忽略不计。至于变压器本身的磁芯损耗，与电感的磁芯损耗有相似之处，但也有很大的不同，下期会进行探讨。

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