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AN2834 如何在STM32F10xxx上得到最佳的ADC精度.pdf19页
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如何在 STM32F10xxx 上
得到最佳的 ADC 精度
STM32F10xxx微控制器产品系列，内置最多3个先进的12位模拟/数字转换模块 ADC ，转换时
间最快为1μs，这个ADC模块还具有自校验功能，能够在环境条件变化时提高转换精度。
在需要模拟/数字转换的应用中，ADC 的精度影响到整个系统的质量和效率。为了能够达到应有
的精度，用户需要了解ADC误差是如何产生的和影响它的参数。
转换精度不是仅仅依赖于ADC模块的性能和功能，它与该模块周边应用环境的设计密切相关。
本文旨在帮助用户了解ADC误差的产生，以及如何提高ADC 的精度，包含以下2个部分：
介绍了与ADC设计相关的，诸如外部硬件设计参数，和不同类型的ADC误差来源。
提出一些设计上的建议，和如何在硬件方面减小误差的方法。
本译文的英文版下载地址为：
参照2008年11月 AN2834
本译文仅供参考，如有翻译错误，请以英文原稿为准。请读者随时注意在ST 网站下载更新版本
如何在STM32F10xxx上得到最佳的ADC精度
ADC误差的种类
ADC模块自身相关的误差
微分线性误差
正在加载中，请稍后...导读：得到，从而提高精度，得到最大的分辨率，这样得到：误差=VAINCVC=?LSB图18，N=12)这样得到：，我们得到：，则注入电流会对精度产生较大影响，这会极大地减低在其它管脚上正在进行转换的精度，ADC的精度不会受到正的注入电流的影响，2.2.4将最大的信号幅度与ADC动态范围匹配这个方法可以通过合理地选择参考电压或使用一个前级放大器，使用ADC的全量程输出，得到最大可能分辨率，从而提高精度
2.2.4 将最大的信号幅度与ADC动态范围匹配
这个方法可以通过合理地选择参考电压或使用一个前级放大器，使用ADC的全量程输出，得到
最大可能分辨率，从而提高精度。
选择参考电压(仅适合于100脚和144脚封装的产品)
在要测量信号希望的范围内选择参考电压。如果要测量的信号有偏移，则参考电压也应该有相应的偏移。如果要测量的信号有由一个最大的幅度，则参考电压也应该有相应的最大幅值。这个参考电压与要测量信号的幅值匹配，就能够使用ADC模块的全范围输出，得到最大的分辨率。
在100脚和144脚封装的STM32F10xxx产品中，ADC参考电压由外部的VREF+提供，VREF-管脚必须与地线相连。VREF+管脚为上述匹配方法提供了可能。
例如：如果要测量的信号在0V至2.5V之间变化，建议选用VREF+ = 2.5V；可以选用LM235作为参考电压(详见LM235的数据手册)，下图示范了这些条件。
VREF+上的电压必须处于2.4V和VDDA之间。 图16
选择参考电压
使用前置放大器
如果要测量的信号太小(与ADC的测量范围相比)，则最好使用一个外部的前级放大器，这个方法可以用于所有封装的STM32F10xxx产品，特别是那些没有VREF+管脚的封装。
例如：如果要测量的信号变化范围是0V至1V之间，而VDDA是3V，这个信号可以被放大，使它的峰-峰幅度与VDDA的数值相同，增益为3。图17示范了这个例子。
这个放大器可以把输入信号的范围转换至ADC模块的范围，它同样可以在输入信号与ADC输入之间引入偏移量。特别要注意设计这个放大器时不要引入额外的误差(如额外的偏移，放大镜增益的稳定性、线性度、频率响应等)。 图17
2.2.5 模拟信号源的阻抗计算
假定最大允许的误差是1/4LSB，下面计算一下最大允许信号源的阻抗。 VC是内部CADC电容器上的电压(参见图9)。 这样得到：误差 = VAIN C VC = ? LSB 图18
最差情况下的误差：VAIN = VREF+
令tS是采样时间。
tS = TS / fADC，其中TS是按周期计算的采样时间 (1)
对于给定的tS，对应VAIN = VREF+的误差大于对应VAIN & VREF+时的误差，这是因为把CADC从0V充
电至VAIN，在VAIN = VREF+时需要比在VAIN & VREF+时需要更多的时间(参见图18)。因此VAIN = VREF+时是计算最大允许信号源阻抗时需要考虑的最坏情况。
● Rmax = (RAIN + RADC)max
● N是ADC的分辨率(对于STM32而言，N = 12) 这样得到：
综合表达式(1)、(2)和(3)，我们得到：
对于TS = 7.5，fADC = 14MHz，CADC = 12pF和RADCmax = 1k?，在要求误差为1/4 LSB时的最大
允许信号源阻抗为：
即：RAINmax = 3.6k?
使用一个跟随放大器可以减小信号源的阻抗效应，这是因为放大器具有高的输入阻抗和非常低的输出阻抗，它把RAIN与RADC隔离开来。但是，放大器引入的偏移误差必须加以考虑。
2.2.6 信号源频率条件与源电容和分布电容的关系
当外部电路的电容没有被模拟信号源完全充电的情况下，模拟输入信号的电压不会与模拟输入的电压VAIN相同。如果模拟输入信号产生变化，它的变化频率(FAIN)的周期至少应该满足：
10 x RAIN x (CAIN + CP)
TAIN = 模拟信号的周期 = 1/FAIN 因为：TAIN ≥ 10 x RAIN x (CAIN + CP) 因此：FAIN ≤ 1 / [10 x RAIN x (CAIN + CP)] 例如：
对于RAIN = 25k?，CAIN = 7pF，CP =
3pF，则： FAINmax = 1 / [10 x 25x103 x (7 + 3)x10-12] 即信号源的最高频率FAINmax = 400kHz。
对于上述给出的信号源特性(容抗与阻抗)，它的频率不能超过400kHz，否则ADC的转换结果将
是不准确的。 图19
建议的RAIN与CAIN值与信号源频率FAIN的关系
2.2.7 温度效应补偿
一个方法是根据不同的温度范围，测量出完整的偏移和增益变化，再在存储器中建立一个对照表。这样的方式需要额外的费用和时间。
另一个方式是当温度达到某个数值时，使用内部的温度传感器和ADC看门狗功能，重新校准。
2.2.8 注入电流最小化
检查你的设计，确认是否有任何数字或模拟输入可能低于VSS或VSSA，如果存在这种情况，则从这个管脚会有负的注入电流进入。如果一个数字输入靠近要进行转换的模拟输入，则注入电流会对精度产生较大影响。
应该避免在任何标准的模拟输入管脚上引入负的注入电流，这会极大地减低在其它管脚上正在进行转换的精度。
建议在可能产生负的注入电流的I/O管脚于VSSA之间连接一个肖特基二极管。
ADC的精度不会受到正的注入电流的影响，只要它是在规定的范围内，详见相应的STM32F10xxx数据手册中，I/O端口特性部分关于IINJ(PIN)和ΣIINJ(PIN)的参数。
2.2.9 减小I/O脚串扰
在模拟信号线的周围布置地线产生屏蔽可以有效地减小串扰干扰噪声。下图显示了在信号线之间安排地线的情况。
I/O脚间的串扰
2.2.10 降低EMI导致的噪声
可以通过合理的屏蔽和布局技巧减小EMI噪声。可能的发射源必须在物理上与接收端分开，可以
在电气上通过适当的接地和屏蔽把它们分开。
在敏感的模拟信号线旁边铺设地线连线，可以提供PCB层次的屏蔽，双层PCB的另一个边也应该有接地布线。这样可以防止干扰和I/O串扰影响信号。见图21。
从远距离(如传感器等)过来的信号，应该使用屏蔽电缆连接到PCB。在PCB上应该尽量地减小这些信号线的长度。
不应该使用电缆的屏蔽层连接微控制器与传感器或模拟信号源的地线，应该使用单独的地线。屏蔽层应该只在一端接地，靠近接收器的地方，例如微控制器的模拟地。在电缆屏蔽层的两端(源和接收端)都接地可能导致地线的环路，会有电流在屏蔽层流过，这时屏蔽层变成了一个天线从而失去了屏蔽的作用。
这个接地屏蔽的概念同样适合于具有金属外壳的应用项目，它同样可以帮助减低EMI和EMC的干扰。金属外壳需连接到主电源的大地端，如果没有电源的大地，可以使用直流地线。 图21
2.2.11 PCB的设计建议
分隔模拟与数字部分的布置
建议在PCB上分隔模拟与数字线路(见图22)。同样需要避免两部分的走线交叉，经过耦合，数字信号的走线可以在模拟信号线上产生高频率的噪声。 数字信号能够产生高频率的噪声是因为它的快速翻转变化。
由PCB基板(玻璃、瓷介或塑料)隔离的金属连线(走线)之间，构成了耦合电容。
推荐在不同的层面上安排模拟和数字地线。如果有许多模拟线路，最好使用独立的模拟地线层，模拟地线必须置于模拟线路之下。
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