题目：堡星：△堕∑垒望竺壁堕丕统王短丛型二丛兰丛Ｑ擅强撞苤笪婴究学 号：０７５３９２ 名：姓 专导 学王蠢查业：适筐皇筐皇丕笙师：王垩蝰院：篮星皇适篮王程堂堕２０１０年１月１５日
独创性（或创新性）声明 本人声明所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京邮电大学或其他 教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。本人签名：量怂申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 日期：兰！峻目２日关于论文使用授权的说明 学位论文作者完全了解北京邮电大学有关保留和使用学位论文的规定，即： 研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属北京邮电大学。学校有权保 留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许学位论文被查阅和借 阅；学校可以公布学位论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它一▲＿复制手段保存、汇编学位论文。（保密的学位论文在解密后遵守此规定）保密论文注释：本学位论文属于保密在一年解密后适用本授权书。非保密论文注释：本学位论文不属于保密范围，适用本授权书。 本人签名： 导师签名：丛尘；立！坠日期： 日期：２１１垡缉！旦羔￡！！：生：！！暨至ＩｌｒｔＩ－ｒＩ ｌ Ｉ■Ｉ■■
ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ系统下行ＭＵ－Ｍ ｌ ＭＯ增强技术的研究 摘要为了在４Ｇ应对ＷｉＭＡＸ（Ｗｏｒｌｄ ＷｉｄｅＩｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ－ｌ ｐ卜－■ｒＭｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ）的竞争，ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｉｍｅ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）演进到ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ以取得更高的传输速率，更小的错误率，更低的时延 和更好的服务质量。预编码技术通过利用信道信息，对发射信号预处 理来进行链路自适应，以提高系统性能。ＭＵ－ＭＩＭＯ也是 ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ的重要技术之一。 在ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ下行，ＭＵ．ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ．Ｕｓｅｒ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）是指多个用户接收到来自基站的占用相同时频资源的多个数据流的ＭＩＭＯ技术。 如果ＭＵ．ＭＩＭＯ同时采用预编码技术，可以实现波束成形，有效降 低配对用户间的干扰，提高频谱利用率，从而获得更大的吞吐量。本 文介绍了ＭＩＭＯ和ＯＦＤＭ的原理，叙述了ＬＴＥ―Ａｄｖａｎｃｅｄ系统特征 和配置，以及相应的仿真信道。本文进一步阐述了在ＬＴＥ―Ａｄｖａｎｃｅｄ 系统下行三种技术方案：基于码本的预编码单用户ＭＩＭＯ为基准方 案，基于ＭＵ．ＭＩＭＯ的多用户协作多点传输技术和非协作多用户波 束成形技术作为增强方案。后两种方案的关键在于如何通过获得下行 信道信息来获得联合预编码矩阵。ＴＤＤ系统上下行信道具有互易性， 因此基站端可以通过移动台上行参考信号获得下行信道信息；而ＦＤＤ▲■ ■ｒ。Ｌ【系统上下行不具有互易性，因此可以通过全带宽上计算下行信道平均 相关矩阵来获得下行信道信息。在此基础上介绍了这三种方案的调度 算法，链路自适应方案并通过仿真结果比较了它们的性能。、Ｌ关键词：ＭＵ．ＭＩＭＯ，ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ下行，多用户协作多点传输， 非协作多用户波束成形，基于码本的预编码单用户ＭＩＭＯ ｌ－，ＳＴＵＤＹ ＯＦ ＥＮＨ ＡＮＣＥＤⅣｒＵ．ＭＩＭＯ ＳＣＨＥⅣ匝Ｓ ＩＮＩＪＥ―ＡＤ、厂ＡＮＣＥＤ ＤＯＷＮＬＩＮＫ●，ｌｔｏＡＢ ＳＴＲＡＣＴＴｏ ｃｏｍｐｅｔｅ ｗｉｔｈ ｗｉｒｅｌｅｓｓｎｅｔｗｏｒｋｓ．ｍ ｈａｓ ｅｖｏｌｖｅｄ ｉｎｔｏ ＬｆＥ．ＡｄｖａｎｃｅｄｅｒｒｏｒＷｉⅣＬ埙ｉｎＦｏｕｒｔｈ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｃｅｌｌｕｌａｒ ａｃｈｉｅｖｅｈｉｇｈｅｒ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｒａｔｅｓ，ｌｏｗｅｒｒａｔｅｓ，ｌＯＷ ｌａｔｅｎｃｙ ａｎｄ ｂｅｔｔｅｒ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｐｒｅｃｏｄｅｓ ｔｈｅＱｕａｌｉｔｙｏｆＳｅｒｖｉｃｅ．１１１ｅｐｒｅｃｏｄｉｎｇｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｓｉｇｎａｌｓ ａｃｃｏｒｄｉｎｇ ｔｏ ｃｈａｎｎｅｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｔｏ ｄｏ ｌｉｎｋ ａｄａｐｔａｔｉｏｎｓ ａｎｄ ａｃｈｉｅｖｅ ｂｅｔｔｅｒ ｓｙｓｔｅｍ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ．Ⅳ【Ｕ．ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ．Ｕｓｅｒ ＭＩＭＯ）ｉＳ ｏｎｅ ｏｆ ｔｈｅ ｋｅｙ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｉｎ ｉ１１ Ｉ．ＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｄｅｎｏｔｅｓ ｔｈｅｍ．Ａｄｖａｎｃｅｄ．Ｍ［１Ｕ．ＭＩＭＯＭＩＭＯ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｂｙ ｗｈｉｃｈ ｍｕｌｔｉｐｌｅｉｔ’ｓ ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｗｉｔｈ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ａｍｏｎｇ ｐａｉｒｅｄｕｓｅｒｓ ｃａｎｕｓｅｒｓｒｅｃｅｉｖｅ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｄａｔａｓｔｒｅａｍｓ ｆｒｏｍ ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎｓ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｓａｍｅ ｔｉｍｅ―ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｓｏｕｒｃｅｓ．Ｉｆｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｔｈｅｎｔｈｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｂｅ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｌｙ ｒｅｄｕｃｅｄ ａｎｄ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｃａｎＣａｎ ｂｅ ｉｎｃｒｅａｓｅｄ，ａｎｄ ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇｌｙ ｈｉｇｈｅｒ ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔａｃｈｉｅｖｅｄ．Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｓｔａｔｅｓ ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆｂｅＭＭＯｄｅｐｉｃｔｓ ｔｈｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ａｎｄ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎｓ ｏｆ ｉｔｓ ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌ．Ｔｈｒｅｅ ｓｃｈｅｍｅｓａｒｅｍ．Ａｄｖａｎｃｅｄ ａｎｄｐｒｏｐｏｓｅｄ ｉｎ ｓｃｈｅｍｅ， ｅ．ｇ．， ａｎｄａｎｄ ＯＦＤＭ，ｆｕｒｔｈｅｒｍ．ＡｄｖａｎｃｅｄＰｒｅｃｏｄｉｎｇ ｎｏｎ．ｃｏｏｐｅｒａｔｉｖｅ ｄｅｐｅｎｄｏｎｄｏｗｎｌｉｎｋ：ｔｈｅｂａｓｅｌｉｎｅｓｃｈｅｍｅ．Ｃｏｄｅｂｏｏｋ．ｂａｓｅｄＳＵ－Ｍ即ⅥＯ，ｔｈｅｔｗｏｅｎｈａｎｃｅｄＭＵ．ＭＩＭ０．ｂａｓｅｄＭＵ－ＣｏＭＰ（ＣｏｏｒｄｉｎａｔｅｃｈａｎｎｅｌＭｕｌｔｉｐｌｅｔｏ ｇｅｔＰｏｉｎｔ）ＭＵ－Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅｓ．Ｔｈｅ ｌａｔｅｒ ｔｗｏ ｓｃｈｅｍｅｓｄｏｗｎｌｉｎｋｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｊｏｉｎｔ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇｔｏ ｉｎｍａｔｒｉｘ．Ｉｎ ＴＤＤ ｓｙｓｔｅｍ ｔｈｅ ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎＣａｎ ｇｅｔ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｈａｎｎｅｌｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｃｈａｎｎｅｌｕｐｌｉｎｋ ｒｅｆｅ：ｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌｓ ｆｒｏｍ ｍｏｂｉｌｅ ｓｔａｔｉｏｎ ｄｕｅ ｒｅｃｉｐｒｏｃｉｔｙ ｂｅｔｗｅｅｎ ｕｐｌｉｎｋ ａｎｄ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｈａｎｎｅｌｓ，ｗｈｉｌｅｂｙｎｏＦＤＤ ｓｙｓｔｅｍ ｔｈｅｒｅ ｉｓ ｃｈａｎｎｅｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｓｕｃｈ ｃｈａｎｎｅｌ ｒｅｃｉｐｒｏｃｉｔｙ，ｔｈｕｓ ｔｈｅ ｄｏｗｎｌｉｎｋａｖｅｒａｇｅＣａｎ ｏｎｌｙ ｂｅ ａｃｈｉｅｖｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｄｏｗｎｌｉｎｋｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｍａｔｒｉｘ ｉｎ ｔｈｅ ｗｉｄｅｂａｎｄ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇｌｙ ｔｈｅｉｒ ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ ａｎｄ １ｉｎｋ ａｄａｐｔａｔｉｏｎｓ ａｒｅ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓ＿１－ｌｆＩ ―－ｌＬ■Ｉ＾▲一Ｌｋ目录第一章绪论【１１……………………………………………………………………………………．１１．１ ＭＩＭｏ系统增益……………………………………………………………………………ｌ１．１．１ １．１．２ＳＩＳＯ，ＭＩＳＯ和ＳＩＭＯ系统特点…………………………………………………．１ ＭＩＭＯ系统的分集增益和复用增益……………………………………………．２ ＭＩＭＯ系统波束成形带来的分集增益和阵列增益……………………………．３１．１．３ １．２ＭＩＭＯ信道容量…………………………………………………………………………。４ １．２．１发送端已知信道信息情况下ＭＩＭＯ信道容量…………………………………４ １．２．２发送端未知信道信息情况下ＭＩＭＯ信道容量…………………………………．５Ｊ●◆｜ Ｊ１．３ＢＬＡＳＴ结构………………………………………………………………………………………………………．６ １．３．１串行编码的空分复用……………………………………………………………。６１．３．２ １ １３．３Ｖ－ＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）…………………………………………７ Ｄ－ＢＬＡＳＴ（Ｄｉａｇｏｎａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ）………………………………………８１．４空时分组编码……………………………………………………………………………８ １．４．１两根发送天线的空时分组编码…………………………………………………８ １．４．２多根发送天线的空时分组编码【７１………………………………………………．９ １．５解决ＭＩＭＯ信道频率选择性衰落的方法――ｏＦＤＭ［１０ｌ……………………………１４１．５．１ＯＦＤＭ基本原理及其正交性优势………………………………………………１４１．５．２ ＯＦＤＭ技术其它优势……………………………………………………………１６第二章ＬＴＥｏＡｄｖａｎｃｅｄ简介……………………………………………………………………．１９２．１ ＬＴＥ ｊ亏ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ…………………………………………………………………………………………１ ９ ２．１．１ＬＴＥ简介…………………………………………………………………………………………………１９２．１．１ ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ简介…………………………………………………………………………………．２３ ２．２ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ场景参数配置及信道模型【１２ｌ…………………………………………２７２．２．１２．２．２ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ仿真场景网络规划及相应大尺度衰落………………………．．２７ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ小尺度衰落ＭＩＭＯ信道模型１３】………………………………３２第三章ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ下行ＳＵ．ＭＩＭＯ与ＭＵ．ＭＩＭＯ增强技术原理………………………．４０ ３．１基于码本的预编码ＳＵ－ＭＩＭＯ………………………………………………………。４１ ３．１．１基于码本的预编码实现………………………………………………………．．４２ ３．１．２基于码本的预编码最小均方误差（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ ＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）解调………４４ ３．２多用户协作多点传输…………………………………………………………………．４５ ３．２．１多用户协作多点传输概述……………………………………………………一４５一一３．２．２下行ＭＵ－ＣｏＭＰ发送端天线波速成形基本原理……………………………一４７ ３．２．３下行ＭＵ－ＣｏＭＰ调度算法………………………………………………………５０ ３．２．４外环链路补偿……………………………………………………………………一５４ ３．２．５单双流自适应……………………………………………………………………。５５３．２．６ ３．３ＭＵＣｏＭＰ ＭＭＳＥ检测算法……………………………………………………５７非协作双流多用户波束成形…………………………………………………………５８ ３．３．１非协作双流多用户波束成形概述………………………………………………５８ ３．３．２非协作双流ＭＵ－Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ＭＭＳＥ检测算法……………………………。５９第四章ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ下行ＳＵ．ＭＩＭＯ与ＭＵ－ＭＩＭＯ增强技术仿真结果…………………６ｌ４．１Ｌ１’Ｅ－Ａｄｖａｎｃｅｄ下行系统配置…………………………………………………………。６１４．１．１ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ系统帧结构１２¨…………………………………………………。６ｌ～＿一 ｝＾参考 致谢 攻读◆■Ｌ～ｌ牢即可 一丐一不 说明小写斜体．． １ｂ溯例口厂“小写 大写，ｍ行ｎ列 Ｎ维单位阵Ｊｋ●■¨∥∥∥附矿州求积 求最小值 矩阵求秩 矩阵行列式 Ｆｒｏｂｅｎｉｕｓ范数 取实部 取虚部 属于集合 并集 求极限㈣∑兀！喜删㈨№㈨㈨∈ｕ陆第一章绪论第一章绪论１１ｌ一１．１ＭｌＭＯ系统增益＾◆ ＿一般来说，任何一个通信系统都有一个或多个输入端，以及一个或多个输出 端。因此，通信系统可以根据输入和输出端的数目被分为单入单出（ＳＩＭＯ，ＳｉｎｇｌｅＩｎｐｕｔ ＳｉｎｇｌｅＯｕｔｐｕｔ）系统，单入多出（Ｓｉｎ９１ｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）系统，多入单出（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ 统。１．１．１Ｉｎｐｕｔ ＳｉｎｇｌｅＯｕｔｐｕｔ）系统和多入多／丑（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）系ＳＩＳＯ小４ＩＳＯ和ＳＩＭＯ系统特点一个典型的ＳＩＳＯ通信系统只有一个发射端和接收端，数据信息通过一条数 据通道进行传送。ＳＩＳＯ在目前的射频产品中有广泛的应用。在无线通信系统中， 发射端和接收端各有一根天线。ＳＩＳＯ系统虽然结构简单，但是无线传播环境中 的多径问题将会引起频率选择性衰落，从而导致严重的符号干扰。 而在ＳＩＭＯ系统中，具有相同信息的信号通过不同路径发送出去，接收端多 根天线可以获得数据符号多个独立衰落的复制品对抗信道衰落，获得接收分集增 益，从而降低误码率提高传输效率。比如在慢瑞利衰落信道中，使用１根发送天 线ｎ根接收天线的ＳＩＭＯ系统的发送信号通过ｎ个不同的路径。如果这ｎ根天线 间的衰落是独立的，那么此时的接收信噪比是单天线接收的Ｎ倍，即阵列增益为Ｎ。类似地，对于ＭＩＳＯ系统，当发送端已知信道复增益时，Ｍ根发送天线和１Ｌ根接收天线的ＭＩＳＯ可以获得发送分集增益Ｍ。但是这样的困难在于让发送端 获得信道的相位和幅度信息（ＣＳＩＴ，Ｃｈａｎｎｅｌ ＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎａｔＴｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）。一种●‘方法是用接收端测量信道信息并反馈给发送端。鉴于时分双工蜂窝系统上下行信 道具有互易性，因此系统基站可以测量移动台导频信号到基站上行信道的相位和 幅度，以此作为基站向移动台发送信号的下行信道信息。而频分双工系统上下行 占用频段不同，因此上下行信道不具有互易性，从而不能使用这种方法。那么此 时可以采用别的天线技术，使之在没有信道信息的情况下也能获得天线分集增 益。一种方案是Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈ等人于１９９８年提出的空时网格码（ＳｐａｃｅＴｅｌｌｉｓ ＴｉｍｅＣｏｄｅ）。它在不损失带宽效率的前提下，可提供最大的编码增益和分Ｊ－ Ｊ●．－相比而言，ＭＩＭ０系统有多根发送天线和接收天线，既能获得发送分集 增益又能获得接收分集增益。除此之外，ＭＩＭＯ系统还可以获得复用增益 （Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｇａｉｎ）。ＭＩＭＯ系统的复用增益来源于ＭＩＭＯ信道可以分解成 Ｒ个并行的独立信道并传输多路数据，从而传输数率获得Ｒ倍的增益。考虑一个Ｍ，×Ｍ的ＭＩＭＯ信道，发送端和接收端均已知信道矩阵Ｈ。由矩阵知识对于任意的Ｈ可以进行奇异值分解如下：‰川＝‰川∑‰批（１．１）其中‰川，‰川均为酉矩阵，∑是ＭｘＭ的由Ｈ的奇异值√石构成的对角阵。其中√石为何ⅣＨ的第ｉ大特征值。令如为Ｈ的秩，则有如＜ｍｉｎ（Ｍ，，Ｍ）。在富散射环境下如满秩，此时Ｒｎ＝ｍｉｎ（Ｍ，，Ｍ）；当信道Ｈ元素高度相关时，如可能为１。通过发送预编码和接收成形对信道输入输出进行变换，就可以实现信 道的并行分解，如图所示：Ｘ ．Ｘ ～∥。Ｊ＝‰，（Ｍｓｘｙ＝％撕ｘ＋疗ｙ＝Ｕ毫ｆ删．ｙＪ图１－１发送预编码与接收成形发送预编码将输入向量ｘ进行线性变换叠＝‰川ｘ作为信道输入，接收成形将信道输出夕进行线性变换ｙ＝唆川夕，这样就把ＭＩＭｏ信道变换成了如个并行的单入单出信道，如下式所示：２第一章ｙ＝Ｕ。ｓｒ州ｒ忸Ｍ？ｘＭｔ＝Ｕ琶ｒ制ｒ删吣Ｍ？ ＝Ｕ墓ｒ删ｒ删蚧Ｍｒ＝＆＋万其中厅＝础。ｗ刀。由于乘以上酉阵不改变噪声分布，因此ｎ和ｆｉ是同分布的。如上所示，发送预编码和接收成形把ＭＩＭＯ信道变换成了ＲⅣ个并行的单入单出信道，第ｉ个信道输入为）【，输出为Ｙ，噪声为元，信道增益为、隗。接收信号的最佳解码是最大似然解调。若每根发送天线上的调制符号是从大小为Ｓ的符号集中 选出的，那么由于发送信号在接收端相互耦合，最大似然解调需要搜索所有输入向量，每个输入向量有Ｍ个符号，所有可能的向量有ＳＭ个。这样在发送端不知道Ｈ的情况下，即使发送天线数较少，译码复杂度也会很高。由于这些并行 的信道互不干扰，使得最大似然解调的复杂度随线性增长。与此同时，在这些并 行信道上发送独立数据是单天线系统的ＲⅣ倍。１．１．３ＭＩＭＯ系统波束成形带来的分集增益和阵列增益ＭＩＭＯ系统可利用发送端和接收端的多天线来进行波束成形，从而获得分集 增益和阵列增益。它将接收天线的波束宽度限制在一定角度内，用定向天线可以 实现方向性分集。如果天线张角非常小，那么只有一个径落在接收天线的波束宽 度内，从而不存在多径衰落。波束成形技术要求足够多的定向天线来覆盖信号所 有可能的到达方向。它把同一符号经过不同的复数因子加权后送到每个发送天线，输入协方差矩阵的秩为１。％ｘＭ和‰川表示为归一化的列向量１，和“。。，发送符号Ｘ经过％加权后在第ｉ根天线上发送，在接收端用材？进行加权，接收信 号为： ｙ＝ｕｔｙＨｖｘ＋ｕＨ力（１－３） 对不同路径信号进行相干检测，ＭＩＭＯ系统得波束成形可以获得分集增益 和阵列增益。它要求接收端已知信道信息，从而得到接收信噪比最大的权值向量 Ｕ和Ｖ，即Ｈ的主左奇异向量和主右奇异向量。令ｑ为Ｈ第ｉ个最大的奇异值，则Ｕ和Ｖ分别是Ｕ和Ｖ的第ｉ列，相应的接收信噪比为砰Ｐ／仃２，相当于功率 增益为砰的ＳＩＳＯ信道。３第一章绪论图１．２发送预编码与接收成形１．２ＭＩＭＯ信道容量ＭＩＭＯ信道的容量由信道输入向量ｘ和输出向量Ｙ之间的最大互信息： Ｃ＝ｍａｘＩ（Ｘ；ｙ）＝ｍ鲜【日（ｙ）一日（】，ＩＸ）】 （１－４）其中日（ｙ）是Ｙ的熵，Ｈ（Ｙ Ｉ Ｘ）是ｙＩｘ的熵且日（ｙｌ Ｘ）＝Ｈ（ｎ），其中Ｈ（ｎ）为噪 声的熵且独立于信道输入。因此互信息的最大化问题就归结为Ｙ的熵的最大化问 题。令Ｒ。为ＭＩＭＯ输入信道ｘ的协方差矩阵，则输出向量Ｙ的协方差矩阵Ｒ，为：Ｒ，＝Ｅ［ｙｙ月】＝ＨＲ：，Ｈ圩＋ｋ在足，给定的情况下，零均值循环对称复高斯（Ｚｅｒｏ．Ｍｅａｎ ＣｉｒｃｕｌａｒｌｙＣｏｍｐｌｅｘ（１―５）ＳｙｍｍｅｔｒｉｃＧａｕｓｓｉａｎ，ＺＭＣＳＣＧ）随机变量使Ｈ（ｙ）最大【５】。而这同时要求输入向量Ｘ也必须是ＺＭＣＳＣＧ，功率约束条件是乃（疋）＝Ｐ／ａ２。由此日（ｙ）＝Ｂｌ０９２［，ｒｅＲｙ】， Ｈ（ｎ）＝Ｂｌ０９２防ｅｌｕ】，从而， ，（Ｘ；ｙ）＝Ｂｌ０９２ ｄｅｔ［Ｉｕ＋ 爿】，，ＲＨ，）６―１（ ＨＪＭＩＭＯ信道５容量就是要在输入协方差矩阵满足功率约束条件的情况下，取 得互信息的最大值。在静态信道下，将（１―５）代入（１．３）有： Ｃ＝．，嘎ａＸ：Ｂｌ０９２ｄｅｔ［Ｉｕ＋ 足：乃（风）＝Ｐｉ９２。爿】 ，ＲＨ，）７卜（ Ｈ，■当信道经历了平坦衰落时，Ｃ＝日【．，碑ａｘ：Ｂｌ０９２ｄｅｔ［ＩＭ 一尼：乃（风）＝Ｐｉ９２。爿】】 ＨｘＲＨ＋，）８―１（１．２．１发送端已知信道信息情况下ＭＩＭＯ信道容量当发送端和接收端均已知Ｈ且ＭＩＭＯ信道为静态信道时，信道容量等于总４第一章绪论发射功率在各个信道之间最优分配后，各独立信道的容量和。此ＭＩＭＯ信道共 有＆个并行信道，其中伤是Ｈ的非零奇异值个数。具体而言，就是最优化协方 差矩阵疋使（１―６）最大。将式（１－１）代ｈ（１?６）得：ｃ＝ｍａｘ，ＥＢｌ０９２（１＋歹ｔＡ／０２） Ｐ）９．１（‘。’。ｊ：Ｉ；ｊＰｊ＜Ｐ，：ｌ令乃＝Ａ，；Ｐ／ｏ＂２为满功率时第ｉ个信道的信噪比，则Ｃ＝翼棼。 毋：己０ｓＪＰＢｌ０９２（１＋只乃／ｅ） …‘、 ｆ一１（１．１０）、从上式可以看出，在高信噪比时，信道容量随信道自由度线性增长。而在低 信噪比时，根据注水算法，所有功率都会分配在信噪比最大的信道上。由注水算 法得到其最优解为：墨：｛“矿“７乃≥Ｙｏ（１－１１） 【０Ｐ乃＜‰式中％为某门限值。由此ＭＩＭＯ信道容量为：ｃ－－ＥＢＩ。９２（争（１．１２）当发送端和接收端均已知Ｈ且ＭＩＭＯ信道为平坦衰落信道时，类似的，发送 端可以像静态信道那样自适应于信道的衰落，从而实现优化发送策略。对每次实 现的信道容量进行平均就是信道的遍历容量。… ｃ＝，．罂祭．。ｉ磊【，霉愁艺Ｂｌ０９２（１＋￡乃／尸）】 一 岛：如【曙】驴一Ｃ：ｚ１只ｓ易‘＿ｉ＝ｌ。～（１－１３）‘这样注水定理是沿时间和空间的二维注水，式中关于Ｈ的数学期望取决于奇 异值的分布。 １．２．２发送端未知信道信息情况下ＭＩＭＯ信道容量 若发送端已知信道信息而接收端未知且ＭＩＭＯ信道为静态信道，那么发送端 就无法利用注水定理在各天线上进行最优功率分配。若Ｈ符合ＺＭＳＷ分布，那 么其均值和方差对于各个天线来说是对称的。【２】指出此时应该把功率平均分配ｐ到每个发送天线上，那么输入协方差矩阵是酉阵乘上了疋＝‘；丢＿）ｋ，这样信道互信息达到了最大化。５第一章绪论地；ｙ）＝ＢＩ。９２ ｄｅｔ【ｋ＋盯２－≤朋；Ｔ。ＨＨⅣ】：扣押勺‘收端天线数目固定为Ｍ，那么在ＺＭＳＷ模型下，大数定律表明：Ｍ｜ｍ。‘１４’警登－告ＨＨＨ：ｌＭｒ（１－１５）Ｍ。 ％将（１．１４）代入式（１．１３）中，可得在Ｍ郴的情况下，互信息趋近于常数Ｃ＝如Ｂｌ０９２（１＋Ｐ／ｔｒ２）（１―１６）可见ＭＩＭＯ信道在未知ＣＳＩＴ的情况下随ＲＨ线性增长。因此ＭＩＭＯ信道在 不需要增加信号功率或带宽的情况下就可以获得很高的数据率，这是ＭＩＭＯ技 术具有吸引力的重要原因。 考虑时变信道，若发送端已知信道信息而接收端未知，发送端假设Ｈ发服从 ＺＭＳＷ分布，此时计算ＭＩＭＯ信道遍历容量。遍历容量是按照所有信道平均后 最大可传输速率。如同静态信道结果，能使ＺＭＳＷ信道遍历容量最大化的方法 是将发送功率平分到各个天线，每个天线发送独立符号，相应的输入协方差矩阵为疋＝者ｋ，ｌ鄱ｉｊＭＩＭ。信道遍历容量为：＾ｃ＝吲Ｂｌ。９２ ｄｅｔ［Ｉｕ，＋盯＿２－－鲁朋．．ＨＨⅣ】】（１－１７）１．３ＢＬＡＳＴ结构１．３．１串行编码的空分复用串行编码的空分复用基本过程是：在信道分组时间长度Ｔ内进行编码形成码 字‰，…矗】，交织后映射到星座点上，然后分路到不同天线上，ｉ时刻在第ｋ根天线上发送的符号记为埘明，接收天线数为Ｍ。第一个码元周期内前Ｍ个符号分别在Ｍ根天线上发送，下面Ｍ个符号在下一码元周期发送，直到发完整个码字。当码字长度为Ｍ鸠时，就可以获得满增益Ｍ珥。但是译码的复杂度与６第一章绪论ＭＭ，呈指数增长关系。ｉ】图１．３串行编码空分复用１．３．２ Ｖ－ＢＬＡＳＴ（ＶｅｒｔｉｃａｌＢｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ ＳｐａｃｅＴｉｍｅ）贝尔实验室提出了贝尔实验室分层空时结构（ＢｅｌｌＬａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ，ＢＬＡＳＴ）。其中ＶＢＬＡＳＴ将串行数据编码为垂直向量，具体过程是把输入数据流 被分为Ｍ．个独立子数据流，每个子数据流经过分组长度为Ｔ的时域编码，交织 和符号映射，并在相应天线上发送。第ｋ个单入单出编码器所产生的码字五［水扛１，…丁）在第ｋ根天线上按时间顺序发送。由于每个编码由一根天线发送，Ｍ，根天线接收，因此ＶＢＬＡＳＴ最大分集增益为Ｍ，。因为每根天线发送的符号 会被所有天线接收到且个发送天线上的符号是同步的，因此干扰抵消的过程为：先将脱个发送符号按接收信噪比排序，对信噪比最高的符号进行估计，同时将其它信号视为噪声，然后剪去这个已估计的符号，如此循环检测下一个信噪比最高的符号，直到检测出所有Ｍ个符号为止，接着对各个子数据流分别进行译码，如图１４所示：图１４Ｖ．ＢＵ心Ｔ７简单性。它先对数据流 线上发送，如图１．５所 第ｉ时刻在第一根天线上发送‘【ｌ】，ｉ＋ｌ时刻在第二根天线上发送薯【２】，……．如果编码长度Ｔ超过Ｍ，那么再从第一根天线开始循环，最终码字扩展到所有空间维。若时域编码码长达到无限大则可以达到容量，从而Ｄ－ＢＬＡＳＴ获得满分集增益Ｍ鸠。接收端对每一对角码字单独译码，所以Ｄ．ＢＬＡＳＴ接收复杂度也与发送天线数成线性关系。 它的缺点就是时频资源对角分布会造成一定的空时维浪费。图１．５ Ｄ．ＢＵ、ＳＴ１．４空时分组编码１．４．１两根发送天线的空时分组编码Ａｌａｍｏｕｎｔｉ提出了当发送天线数目为２时的一种简单的空时编码。它占用了 两个符号周期。在第一个符号周期，两个不同的符号Ｓ和墨分别用天线ｌ和天线２发送，每个符号能量为Ｅ。／２；下一个符号周期天线１发送一Ⅸ，天线２发 送ｇ，每个符号能量也同样为Ｅ。／２。假定信道满足以下三个条件：（１）信道为平坦衰落，保证两个符号周期时间内信道增益基本不变。 （２）各发射天线到接收天线信道间相互独立。 （３）信道噪声是均值为零的加性高斯白噪声。 假设第ｉ根发送天线到接收天线间信道增益为１ｌｉ，则第一个符号周期接收信号为：８第一章绪论乃＝啊量＋ｈ２ｓ２＋啊（１－１８）第二个符号周期接收信号为：儿＝一＾≤＋魄ｉ＋ｎ２（１－１９）这两个接收到的符号形成矢量Ｙ＝陵］＝陵≥］窿］＋隆］＝ＨＡＳ＋Ｎ 其中ＨＡ＝［乏≥］，ｓ＿［乏］，Ｎ＝［芝］，过程如图－一６所示：ｃｔ乏。，图１－６ ＡｌａｍｏｕｎｌＪ空时分组编码接收端已知信道信息，可用Ｈ：乘以接收信号得到新向量ｚ，则有：Ｚ＿。ＨＨ。ＨＡｓ＋Ｈ冀Ｎ＝（旧ｌ＋ｌ鹰Ｉ）１２ｓ＋衬（１－２ １）其中雨＝Ｈ芝Ｎ是复高斯噪声矢量，均值为０，协方差矩阵为远Ｅ【ｆ晌’１＝（１砰ｌ＋｜嘭１）ⅣｏＩ：，对应最后每个接收符号的信噪比为：以：华㈦，２（１－２２）¨’”。２Ⅳ０１．４．２多根发送天线的空时分组编码ｐ１Ａｌａｍｏｕｎｔｉ方案推广到发送天线数目大于２的情形，就是正交空时分组码。 正交设计理论【８１使得空时理论适用于任意数目的发射天线。空时编码器结构如图１―７所示。一般将空时分组码定义成一个Ｍ×丁的传输矩阵Ｈ。其中Ｍ代表发射天线数，Ｔ代表信道分组时间长度。设信号星座由２”个点组成。每次编码将 一组ｋｍ个信息比特映射到信号星座以选择ｋ个调制符号五，＆，－－－ｓ。，其中每组ｍ９第一章绪论个比特选择一个信号星座。用空时编码器对ｋ个调制信号进行编码，根据传输矩阵Ｓ生成Ｍ个长度为Ｔ的并行信号序列。这些序列在Ｔ个时间周期内通过Ｍ根天线发射出去。图１―７具有多根发送天线的空时分组编码每次编码后取出ｋ个符号作为输入符号，每根天线要发射Ｔ个空时符号。空 时分组码的码率定义为编码器在输入时提取的符号数与每根天线发射的空时编 码符号数之间的比率，表示为：Ｒ＝ｋ／Ｔ（１―２３）空时分组码的频谱利用率为：哆＝鲁２警寺＠Ⅳ㈣ｍ２４，其中Ｂ是带宽，ｒｂ是比特速率，‘是符号速率。传输矩阵Ｓ的元素是ｋ个调制符号西，ｓ２，…，＆及其共轭的线性组合。为了实现发射满分集Ｍ，Ｓ具有正交性，则：ｓ?ＳＨ＝ｃ（１ｓ，１２＋蚶＋．．?＋ｌｓ，１２）ＩＭｌ（１．２５）Ｊ■其中ｃ为常量，ＳＨ是的Ｈｅｒｍｉｔａｎ转置，ＩＭＩ是－－＋Ｍ，ｘＭ，的单位矩阵。薯，ＪＯ＝１，２，…Ｍ，ｊ＝ｌ，２，…乃代表第ｉ根发射天线在第ｊ时刻的发射符号。正交性使得一定数量的发球射天线实现完全发射分集，同时允许使用最大使然译码来在 接收机处分离不同天线的发射信号。根据信号星座的不同类型，可以将空时分 组码分为实信号的空时分组码和复信号的空时分组码。ｌＯＳＩｓ３一ｓ２ｓ１Ｍｒ＝４时，传输矩阵为：Ｓ８＝（１－２８）ｈ吃岛ｈ％％岛ｈ旃两死厢靠办厢新席崩知庇勋鲰取形． 珈殇厢氟鲰力鲰厢 崩办厢 藏砀两砌廖如办新崩死∥巧所鲰易形屈砌矗厢 办力靠局崩厢免两由于全速率是带宽有效的，因此希望为任意数目发射天线构造全码率Ｒ＝Ｉ的 传输方案。通常当发射天线数为Ｍｔ，获得全速率Ｒ＝Ｉ信道分组时间长度Ｔ的最小值为Ｍｉｎ（２４叶。其中最小化是在集合｛ｃ，ｄｌｃ＞＝Ｏ，ｄ＞＝０，８ｃ＋２哆＝Ｍｔ）上进行的。当Ｍｔ＜＝８时相应Ｔ值如下表所示：表１．１不同Ｍｔ值对应的值Ｔ值Ｍｔ２ ３４‘５６７８Ｔ２４４８８８８这些值提供了全速率空时分组编码的原则。据此，基于大小分别为３，５，６和７ 的全速联合完全分集空时分组码的实正交设计构造了非方阵的传输矩阵Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６ 和Ｓ７，如以下所示：第一章绪论｜－＿吨一岛 Ｓ３＝ｌ Ｓ２而 ＆ 【－岛 一＆ 而＾吨屯 Ｓ５＝ｓ３（１－２９）一ｓ３一Ｓ４ 一ｓ４Ｓ３―ｓｓ―Ｓ６ 一ｓ６ｓ５一ｓ１一ＳＳ 一ｓ１ｓ６焉ｓＩｓ｜而 屯ｓ１一＆ 而Ｓｓ一Ｓ１一Ｓｌ ―Ｓ＆ｓ１一ｓｓ（卜３０）ｓ４一ｓ３Ｓｓ Ｓ６一ｓ６一ｓ５而一是一ｓ３一ｓ４２７Ｓ６＝．３ ６（１―３１）３＾眨吩％％％砌研乳厢璐鸽 取办两眈所＆５办易办矗取厢 础础新屈厮既怖风彤 所 唯眨厮易屈胁新所砌取易屏出甄础新靠易办办．ｌ岛一Ｓｓ―ｓ６一ｓ６ 一Ｓ１ Ｓ５８Ｉ屯７ｌ岛Ｓ７＝Ｉ＆Ｉ ｌ Ｉ一Ｓｔｓ１―ｓｓ（１－３２）４ｌ岛墨吨是 Ｓ一Ｓ４ｌ‰ｌ岛３砌厨风屈靠础厮 从新两＆所取础 础易衍研取办＆ｓ３砌取易础厢鼬厮庙办风易厢矗＆该方案不需要扩展带宽，因为编码器输入的符号数等于传输这些符号所需要 的时间长度。以上描述的实正交码字设计是针对是信号星座的，比如说ＢＰＳＫ调 制。但是大多数调制的信号星座都是复数的，比如ＱＰＳＫ，８ＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ 等。因此以下介绍赴正交码的设计。一般来说，一个具有五，ｘ２，…ｘｋ复数项的Ｍ×ｒ复传输矩阵ＳＭｔ满足：ＳＭ，ｏＳ＆＝ｃ（时＋ｌｘ：１２＋．．?＋ｌ坩）ＩＭ－（１－３３）则空时分组码能以ｋ／Ｔ的码速率提供完全的发射分集Ｍｔ．【３１】证明对于赴正交设 计的码字只有当ｎ＝２时，编码速率才为ｌ。同时任何数目的发射天线都可以实现 ｌ／２的编码速率。当天线数目为３或４时，编码速率可达３／４。这是一种推广的码１２第一章绪论字设计，仅仅是码字各列之间保持正交，使得空时编码的最大似然译码只需在接 收端使用简单的线性处理。 当发射天线数Ｍｔ＝３或４，编码速率为ｌ／３的码字为：霉＝畦；墨一岛 一％吨飞一％ｌ ｉ 《 一ｓ３’Ｉ．邑 ＆。墨 一＆ 函（１－３４）是ｌ―Ｓ２一Ｓ§一ｓＩｓｌ ｓＩｓｃ＝瓯一岛 屯 墨 ．墨 是。邑．＆―ｓ３ｓ２ ｓｌ（１―３５）岛 一龟一ＳＩｓｊｓ、―Ｓ２下面是当ｎ＝３时编码速率可达到３／４的码字：％墨一是压岛Ｓ≯屯■压● ●一而一岛＋?％一?如翌压 旦压＇ ‘立｛百华最大速率Ｒ１（１－３６）分集级数Ｍｔ，编码速率Ｒ和分组时间长度Ｔ是设计空时分组码的重要准则。 假设设计码字在Ｔ个时隙传输符号，则复空时码字最大编码速率如下表所示【９】（ｑ 为正整数）。可见发射天线数目为２的的系统是唯一的编码速率为１的分集系统。表１－２不同发送天线数目的空时编码的最大编码速率 Ｍｔｌ，最小Ｔｌ２２１３到４ ５到８ ９到１６ ２ｑ－２＋１到２ｑ‘１４３／４８ １６１／２５／１６９ｑ－Ｉｑ偿¨第一章绪论１．５解决ＭＩＭＯ信道频率选择性衰落的方法――ｏＦＤＭ【１０ｌＯＦＤＭ基本原理及其正交性优势１．５．１当ＭＩＭＯ信道的带宽大于多径时延扩展的倒数时将会产生符号间干扰。解决 这种问题的办法一种是进行信道均衡。但是ＭＩＭＯ信道均衡器必须同时均衡时 域和频域；此外若使用了空时码，码子的非线性和非因果性使得均衡的复杂度更 高。解决频率选择性的另一个更有效的方法是正交频分复用（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）。ＯＦＤＭ将宽带ＭＩＭＯ信道转化成一组平坦衰 落的窄带ＭＩＭＯ子信道，从而大大减小了符号间干扰。它的基本思想是把高速 的信源信息流变换成低速的Ｎ路并行数据流，然后用Ｎ个相互正交的载波进行 调制，将Ｎ路调制后的信号相加即得发送信号。当许多载波在一定的频带内并 行传输一路数据信号时，信号的脉冲宽度相比串行传输大大扩展，从而提高了抗 多径衰落方面的性能。 令传送的符号序ＹｄＹｇ（ｄｏ，ｄｌ，…．，ｄＮ．１），每个符号ｄｉ都是经基带调制后的复信号，串行符号序列的间隔为Ａｔ＝ｌ／Ｊ，，其中Ｚ是系统符号传输速率。串并变换之后，这些符号被分别调制到Ｎ个子载波（岛，ｆｌ，．．．ｆＮ．１），这Ｎ个子载波对整个信道贷款进 行频分复用，相邻子载波间的频率间隔为Ｚ／Ｔ，符号周期Ｔ从△ｔ增加到Ｎ Ａｔ，合 成的传输信号为：Ⅳ一ｌＤｏ）＝∑（ａｔ ｃｏｓｗｉｔ＋ｊ?匆ｗ，）ｔ＝０（１―３７）ＯＦＤＭ调制基本原理如下图所示：ｅｊ２石厶‘串行 数据序列基 带 数 字 调ａｐ―ｄｏ，碣一九ｃｊｆ＝ｑ呵均串 并变换ｅｊ２哪制氧Ｌ１４相 力玎 器带 通 滤 波 器图１－８ ＯＦＤＭ调制基本原理ＯＦＤＭ实际上是一种频分复用技术，它由一系列在频率上等间隔的子载波构 成。设｛＆）为一组载波，各载波频率的关系为：第一章绪论五＝ｆｏ＋ｋ／Ｔ，ｋ＝０，１，２…Ｎ一１（１―３８）上式中Ｌ为单元码的持续时间，石是发送频率。纺ｊ（ｒ）＝ｇｋ（ｔ一儿）（哪＜／＜ｏｏ）（１－３９）渺一‘鉴等正纺ｊ（ｆ）满足０－４０）￡‰（ｔ）ｃｐｊ‘，∥（ｔ）ｄｔ＝０ ｊ≠批≠ｋ， ￡Ｋ（，）１２西＝ｃ（１－４１）以及（１－４２）用一组复数有限集｛ｃｊＪｃ）来表示数字信号纺乒（，）：∞＾，－ＩＤ（ｆ）＝∑∑ｑｊ纺乒（ｆ） 』＝Ⅷｋ＝Ｏｑｊ由下式解调出：（１．４３）咿专￡眦）西∥）出（㈣ＤＯ）且０为ＯＦＤＭ信号，每子载波由数字符号单独调制，各子载波满足正交性 条件，且各子载波上的调制功率谱形式都是ｓｉｎ／ｆ型，其峰值正对于其它子载波 频谱的零点。各子载波组合在一起后总的频谱形状近似矩形，其频谱宽度接近传 输信号的奈奎斯特带宽，因此频谱利用率可趋近香农信息论的极限。同时由于各 子载波上的信息不相关，相加后时域内合成信号近似于白噪声，所以ＯＦＤＭ系 统能有效对抗多径衰落。ＯＦＤＭ采用并行传输机制，将比特速率为Ｒ的高速数 据流分成Ｎ个子流，传输速率相应降为ＲｆＮ，这样调制符号时间间隔大于信道 时延扩展，从而在较大失真和突发性脉冲干扰环境下对数字信号提供有效保护。 信号持续时间的扩展降低了系统对时延扩展的敏感程度，随之减小了码间干扰的影响。第一章绪论虽然，ＯＦＤＭ系统具有一定的抗ＩＳＩ特性，但是在严重衰落的无线传播环境 下，在接收子载波间的正交性将被破坏，使得每个子载波上的前后传输符号间以 及各个子载波之间发生相互干扰。为了解决这个问题，就在每个ＯＦＤＭ传输信 号前插入一个保护间隔ＡＰ，它是由ＯＦＤＭ信号进行周期扩展得到的。只要多径 时延不超过保护间隔Ａ Ｐ，子载波间的正交性就不会被破坏，加在每个子载波调 制符号上的干扰就会变成一个简单的乘性衰减，这个衰减代表了相应子信道的传 递函数。一般来说，信道传输特性的变化相对于ＯＦＤＭ信号周期是极缓慢的。 在ＯＦＤＭ发射机结构中，经过信道编码后的数据比特，通过并串变换和调制星 座影射后可视作频域信号。然后将这些调制符号映射到Ｍ个子载波上，并通过 反快速傅立叶变换（ＩＦＦＴ）将这Ｍ个并行子载波上的频域信号转换到时域，输出 的ＯＦＤＭ符号为有Ｎ个采样点的时域信号（Ｎ为ＩＦＦＴ长度，Ｎ＞＝Ｍ），也即Ｍ个 子载波上时域信号的合并波形。接着在每个ＯＦＤＭ符号之前插入一个循环前缀（ＣＥ Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ），以在多径衰落环境下保持子载波间的正交性。插入ＣＰ就是将ＯＦＤＭ符号结尾处的若干采样点复制到此ＯＦＤＭ符号之前，ＣＰ必须大于多 径分量的时延扩展。可见这里的ＣＰ相当于之前所提的保护间隔△Ｐ。最后经过 并串变换将多个子载波时域信号进行叠加形成最终的ＯＦＤＭ发送信号，过程如 图１－９所示：―――叫星应吣射Ｉ?Ｉ星胜吠爿３一ｌ 一 ～斗子 载 波 映 射 ――――――●●● ●一一■富●并并 变 换●研●●插入● ●宙ＣＰ● ●变 换■●爿～射图１－９ ＯＦＤＭ发射机结构ＯＦＤＭ接收机结构为发射机的逆过程，核心部分是ＦＦＴ处理。鉴于主要多径 分量都落在ＣＰ长度内，接收信号是发射信号经过一定位移的循环副本，因此ＦＦＴ 可将这些多径分量合并，同时保证子载波的正交性。经过ＦＦＴ处理，时域ＯＦＤＭ 符号被还原到频域。１．５．２ＯＦＤＭ技术其它优势（１）频谱效率高１６第一章绪论由于ＦＦＴ处理使各个子载波可以部分重叠，理论上可以接近奈奎斯特极限。 以ＯＦＤＭ为基础的多址技术ＯＦＤＭＡ可以实现小区内各用户之间的正交性，从 而有效避免用户间干扰，使得ＯＦＤＭ系统可以取得很高的小区容量。 但是还有别的方式可以在此干扰出现后采用信号处理技术将其消除，比如信 道均衡和多用户检测。在有效消除用户问干扰的情况下，单载波传输系统频谱效 率未必比多载波传输系统低。严格来说，多载波技术（如ＯＦＤＭ）是直接的实现正 交传输的方法。 （２）带宽扩展性强 由于ＯＦＤＭ系统带宽仅取决于使用子载波数量，因此ＯＦＤＭ系统具有很好 的带宽扩展性，从几百ＫＨｚ到几百ＭＨｚ都容易实现。ＦＦＴ尺寸带来的系统复杂 度增加微乎其微，这非常有利于支持未来宽带移动通信系统所需的更大带宽，也 有利于充分利用。而单载波ＣＤＭＡ技术只能通过提高码片速率或多载波ＣＤＭＡ 的方式支持更大带宽。这都会使接收机复杂度急剧上升。气．因此对于移动通信系统宽带化发展的趋势，ＯＦＤＭ对大带宽的有效支持成为 其对单载波技术的决定性优势。 （３）频域调度和自适应 ＯＦＤＭ子载波可以按集中式或分布式组合成子信道。集中式将若干连续子载 波分配给一个用户，这样系统除了可以进行时域调度外，还可以进行频域调度来 选择较优的子信道来分配给用户，从而获得多用户分集增益。相比之下，ＣＤＭＡ 系统只能在时域进行调度，丧失了调度灵活度。但是在终端高速移动或是信干噪 比很低的情况下，集中式分布的ＯＦＤＭ系统无法进行有效的频域调度。此时采 用分布式子载波分配，即将分配给一个子信道的子载波分散到整个带宽，则子载 波交替排列，从而可以获得和ＣＤＭＡ系统相似的分集增益。但是分布式ＯＦＤＭＡ 系统的信道估计较复杂，抗频偏能力也较差。 ＯＦＤＭＡ系统的另一个特点是可以在不同的频带采用不同的调制编码方式， 以更好的适应信道频率选择性。无线信道ＳＩＮＲ是随频率变化的，而这种频率选 择性随着系统带宽增加愈加严重。相比之下ＣＤＭＡ单载波系统只能根据整个频 带的平均ＳＩＮＲ来选择调制编码方式。但是多载波系统可以将整个系统带宽分成 若干个小的频带分别进行自适应调制和编码，这样就可以更好的适应信道的频率 选择火星，获得更佳的ＡＭＣ性能。１７第一章绪论（４）实现ＭＩＭＯ技术较简单 ＭＩＭＯ技术的关键是有效避免天线之间的干扰以区分多个并行数据。一般说 来在平坦衰落信道中可以实现更简单的ＭＩＭＯ接收，而在频率选择性信道由于 天线间干扰和符号间干扰混叠在一起，很难将ＭＩＭＯ接收和信道均衡分开处理。 如果采用将ＭＩＭＯ接收和信道均衡混合处理的接收均衡技术，则接收机复杂度 会很高。 由于每个ＯＦＤＭ子载波信道可以看作平坦衰落信道，ＭＩＭＯ系统复杂度随着 天线数量线性增加，可以控制在较低水平。相比之下，单载波ＭＩＭＯ系统随着 天线数量与多径数量乘积呈指数增长，使得ＭＩＭＯ技术难以应用。１８第二章ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介第二章ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ简介２．１ ＬＴＥ与ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ２．１．１ＬＴＥ简介伴随ＧＳＭ等移动网络在过去的二十年中的广泛普及，全球语音通信业务获 得了巨大的成功。目前，全球的移动语音用户已超过了１８亿。 同时，我们的通信习惯也从以往的点到点（ＰｌａｃｅｔｏＰｌａｃｅ）演进到人与人。个人通信的迅猛发展极大地促使了个人通信设备的微型化和多样化，结合多媒体 消息、在线游戏、视频点播、音乐下载和移动电视等数据业务的能力，大大满足 了个人通信和娱乐的需求。 当今社会，个人通信的迅猛发展极大地促使了个人通信设备的微型化和多样 化，结合多媒体消息、在线游戏、视频点播、音乐下载和移动电视等数据业务的 能力，大大满足了个人通信和娱乐的需求。 数据业务作为增加用户收入的一种重要方式，它的开通受到了移动运营商的 热切关注。特别是，某些业务能从更高的数据速率中获益。作为手机数据业务的 ３Ｇ系统在支持ＩＰ数据业务时频谱效率低，其面向连接固定带宽的结构不适应突 发式ＩＰ数据业务的需求。为此，３ＧＰＰ和３ＧＰＰ２都认识到目前的系统提供互联 网接入业务的局限性，试图在原来的体系框架内，在下行链路中采用分组接入技 术，大幅度提高Ｐ数据下载和流媒体速率。３ＧＰＰ在Ｒ５系统中增加了高速下行 分组接入（ＨＳＤＰＡ）（被称为３．５Ｇ），速率可以达到ｌＯＭｂｉｔ／ｓ以上，随后进一步在 Ｒ６中增加高速上行分组接）％（ＨＳＵＰＡ），将解决上行链路分组化问题，提高上行 速率，进一步引入自适应波束成形和ＭＩＭＯ等天线阵处理技术，可将下行峰值 速率提高到３０Ｍｂｉｔ／ｓ左右，核心网也在向全ＩＰ网演化。 为了提高３Ｇ在新兴的宽带无线接入市场的竞争力，摆脱Ｑｕａｌｃｏｍ的ＣＤＭＡ 专利制约，需要发展ＬＴＥ（１０ｎｇｔｅｒｍｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）计划，以填补这一空档。为此，３ＧＰＰ无线接口的长期演进（Ｌ１『Ｅ）相关工作于２００４年底启动并于２００８年底发布了Ｒｅｌｅａｓｅ８．ＬＴＥ采用ＯＦＤＭ和ＭＩＭＯ等先进技术，支持１．４ＭＩ－Ｉｚ－２０ＭＨｚ灵活的带宽分 配，代表了移动通信技术的发展趋势，采用扁平化全ＩＰ网络架构，大大降低用 户面和控制面的延迟，减少系统中的协议转换，大大降低了网络复杂性，减少网１９第二章ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ简介络安装和管理成本。ＬＴＥ采用共享信道传输数据，支持多个用户同时传输数据，下行频谱效率可达ＨＳＤＰＡ的３４倍；上行频谱效率可达ＨＳＵＰＡ的２￣３倍，有些移动设备厂商的原理样机下行速率可达１００Ｍｂｐｓ，上行速率可达５０Ｍｂｐｓ。如 此高的峰值速率与频谱利用率，定然能给用户带来更舒适的使用体验，提高用户 满意度，拉动数据业务的发展。 对于个人业务，用户对当今大多数无线网络的有限数据速率感到非常失望。 ＬＴＥ技术能够实现质量更好、数量更多和速度更快的连接，让超级连接世界中的 生活变得更加简便。ＬＴＥ的特点决定其有可能向个别用户提供支持视频业务的足 够带宽。在标准情况下，可提供１．２５－２０ＭＨｚ的信道带宽。最终的性能则要求２０ ＭＨｚ频谱分配和提供１００ ＭＨｚ标题信息（ｈｅａｄｌｉｎｅ ｃｅｌｌ）数据率。 对于家庭应用，应该会成为新的商业模式，因为新型的家庭互联会成为现实， 实现家庭里面各种电器的互联。家庭的网络化可以通过固定接入，也可以通过无 线接入。在宽带无线接入的场景下，可以选择ＬＴＥ。ＬＴＥ的部署，可以根据运营 商所拥有的频段，以及现在的网络架构，做比较灵活的部署。 如果用ＡＤＳＬ（非对称数字用户线路）来部署固定接入网络，在支持部署３００ 个家庭的情形下，需要的数据容量达１２Ｍ；如果用ＬＴＥ做同样的部署，用５Ｍ 带宽就可以支持９００个家庭，比ＡＤＳＬ的效率会更高。如果支持１８００个家庭， 使用１０Ｍ的带宽，ＬＴＥ也可以做得很好。所以说从家庭应用的接入前景来看， ＬＴＥ未来应该会比ＡＤＳＬ更受欢迎。 从智能家庭的应用来看，未来随着终端能力的提高以及ＬＴＥ的部署，这些应 用会成为现实。比如用户可以用终端查询外面的温度，然后用终端调整家里的空 调；在办公室可以用手持终端上实时的视频图像监测自己的孩子是否安全回家。 可以说，最终的用户体验是多种多样的。所以我们认为ＬＴＥ未来可以用非常低 的成本，来提供家庭的宽带连接。将来不仅是家庭，还包括小商铺和小企业，都 可以通过ＬＴＥ实现永远在线的连接。这种服务的特点是比较安全、便捷，而且 非常可靠。■ Ｊ借助更快的响应时间和更高的吞吐率、减少的延迟，以及更高的峰值速率， ＬＴＥ可显著改善移动数据应用方面的用户体验。对于企业，视频会议等业务质 量提高的同时成本也将降低。 ＬＴＥ解决方案可以为当今的２Ｇ和３Ｇ网络用户提供可靠的移动网络，同时使 网络具有更高的带宽、更大的容量和更低的延迟。ＬＴＥ给用户带来的全新通信体 验毫无疑问会拉动数据业务的发展。第二章ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ简介３ＧＰＰＬＴＥ项目的主要性能目标包括：在２０ＭＨｚ频谱带宽能够提供下行１００Ｍｂｐｓ、上行５０Ｍｂｐｓ的峰值速率；改善小区边缘用户的性能；提高小区容量； 降低系统延迟，用户平面内部单向传输时延低于５ｍｓ，控制平面从睡眠状态到激 活状态迁移时间低于５０ｍｓ，从驻留状态到激活状态的迁移时间小于ｌＯＯｍｓ；支 持１００Ｋｉｎ半径的小区覆盖；能够为３５０Ｋｍ／ｈ高速移动用户提供＞１００ｋｂｐｓ的接入 服务；支持成对或非成对频谱，并可灵活配置１．２５ ＭＨｚ到２０ＭＨｚ多种带宽。 ３ＧＰＰ从“系统性能要求＂、“网络的部署场景”、“网络架构一、“业务支持能力＂ 等方面对ＬＴＥ进行了详细的描述。与３Ｇ相比，ＬＴＥ具有如下技术特征： （１）通信速率有了提高，下行峰值速率为１００Ｍｂｐｓ、上行为５０Ｍｂｐｓ。２．５（ｂｉｔ／ｓ）／Ｈｚ，是Ｒ６ＨＳＵ…ＰＡ２务质量。（２）提高了频谱效率，下行链路５（ｂｉｔ／ｓ）／Ｈｚ，（３―４倍于Ｒ６ＨＳＤＰＡ）；上行链路 ３倍。（３）以分组域业务为主要目标，系统在整体架构上将基于分组交换。 （４）ＱｏＳ保证，通过系统设计和严格的ＱｏＳ机制，保证实时业务（如ＶｏｌＰ）的服（５）系统部署灵活，能够支持１．２５ＭＨｚ．２０ＭＨｚ间的多种系统带宽，并支持 “ｐａｉｒｅｄ＂和“ｕｎｐａｉｒｅｄ＂的频谱分配。保证了将来在系统部署上的灵活性。 （６）降低无线网络时延：子帧长度０．５ｍｓ和０．６７５ｍｓ，解决了向下兼容的问题并降低了网络时延，时延可达Ｕ－ｐｌａｎ＜５ｍｓ，Ｃ－ｐｌａｎ＜１００ｍｓ。（７）增加了小区边界比特速率，在保持目前基站位置不变的情况下增加小区边 界比特速率。如ＭＢＭＳ（多媒体广播和组播业务）在小区边界可提供ｌｂｉｔ／ｓ／Ｈｚ的数 据速率。 （８）强调向下兼容，支持已有的３Ｇ系统和非３ＧＰＰ规范系统的协同运作。 与３Ｇ相比，ＬＴＥ更具技术优势，具体体现在：高数据速率、分组传送、延 迟降低、广域覆盖和向下兼容。 为了实现３Ｇ ＬＴＥ系统的上述目标性能，需要改进与增强现有３Ｇ系统的空中 接口技术和网络结构。３ＧＰＰ标准化组织经过激烈的讨论于２００５年１２月，批准 采用由北电等的厂家提出的ＯＦＤＭ和ＭＩＭＯ方案作为其无线网络演进（ＵＥ） 的唯一标准，这也表明３ＧＰＰ标准的演进方向与北电的多年来技术发展方向完全 一致。同时ＬＴＥ系统核心网采用两层扁平网络架构，由ＷＣＤＭＡ／ＨＳＤＰＡ阶段 的Ｎ０ｄｅＢ、ＲＮＣ、ＳＧＳＮ、ＧＧＳＮ四个主要网元，演进为ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）和接入２ｌ第二章Ｌ ＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介关（ａＧＷ）两个主要网元。核心网同时采用全ＩＰ分布式结构，支持ＩＭＳ、ＶｏＩＰ、Ｐ、Ｍｏｂｉｌｅ ＩＰ等各种先进技术。从整体上来说，ＬＴＥ系统架构与３ＧＰＰ已有系统类似，仍然分为两个部分， 图２－１所示。图２－１ Ｌ］ｒＥ系统架构ｆ１＇】它包括演进后的核心网ＥＰＣ（ＥｖｏｌｖｅｄＰａｃｋｅｔ ＣｏｒｅＮｅｔｗｏｒｋ）和演进后的接入网Ｅ．ＵＴＲＡＮ。图中ＭＭＥ／Ｓ．ＧＷ指代核心网ＥＰＣ。演进后的系统仅存在分组交换 域。ＬＴＥ接入网仅由演进后的节点Ｂ（ＥｖｏｌｖｅｄＮｏｄｅＢ，ｅＮＢ）组成，提供到ＵＥ的Ｅ．ＵＴＲＡ控制面与用户面的协议终止点。ｅＮＢ之间通过Ｘ２接口进行连接，并且 在需要通信的两个不同ｅＮＢ之间总是存在Ｘ２接口进行连接，若为了支持ＬＴＥＡＣＴＩＶＥ状态下不同ｅＮＢ之间的切换，源ｅＮＢ与目标ｅＮＢ之间会存在Ｘ２接口。ＬＴＥ接入网与核心网之间通过Ｓ１接口进行连接，Ｓ１接口支持多对多连接 方式。与３Ｇ系统网络架构相比，接入网仅包括ｅＮＢ一种逻辑节点，网络架构中 节点数量减小，网络架构更趋于扁平化。这种扁平化的网络架构带来的好处是降 低了呼叫建立时延以及用户数据的传输时延，并且由于减少了逻辑节点也会带来 运营成本与资本支出的降低。由于ｅＮＢ与ＭＭＥ／Ｓ．ＧＷ之间具有灵活的连接， ＵＥ在移动过程中仍然可以驻留在相同的ＭＭＥ／Ｓ．ＧＷ上，这将有助于减少接口 信令交互数量以及ＭＭＥ／Ｓ．ＧＷ的处理负荷。当ＭＭＥ／Ｓ．ＧＷ与ｅＮＢ之间的连接 路径相当长或进行新的资源分配时，与ＵＥ连接的ＭＭＥ／Ｓ．ＧＷ也可能会改变。第二章ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ简介２．１．１ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ通常被称为４Ｇ。ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ已经结束了方案征集工作，６ 个提案集中在两个方案上：ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ和８０２．１６ｍ。与前几代不同、这次两 个竞争方案基于同一技术ＯＦＤＭＡ，这是技术发展殊途同归的表现。这就为实现 融合提供了基础。此外，ＴＤＤ与ＦＤＤ两种技术体制的融合也是被关注的问题。 ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ是ＬＴＥ的演进，正式名称为ＦｕｒｔｈｅｒＡｄｖａｎｃｅｍｅｎｔｓ ｆｏｒＥ．ＵＴＲＡ，２００８年３月开始，２００８年５月确定需求。它满足ＩＴＵ．Ｒ的 ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ技术征集的需求，是３ＧＰＰ形成欧洲ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ技术提案的一 个重要来源。是一个后向兼容的技术，完全兼容ＬＴＥ，是演进而不是革命。 ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ主要技术包括：ＴＤＤ技术、ＯＦＤＭ技术、ＭＩＭＯ技术，以及 在此基础上进行增强演进的载波聚合、多天线增强、多点协作传输、中继、自优 化网络、增强家庭基站等技术： ＴＤ．ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ满足或是超过ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ的需求。目前业界在这些关 键技术点上都积累了大量的研究成果并在４Ｇ的标准化过程中取得不少突破性的 成就，具体体现如下： 载波聚合：上下行控制信道结构、多载波负载均衡、载波聚合的保护带问题、 随机接入过程设计、上下行配置的带宽与载波个数问题等； 多天线增强：基本智能天线的下行多流波束赋形传输、上行非码本传输方案 及相关控制、终端和基站的自校准方法、下行多流专用导频设计方法及相关控制、 下行高阶ＭＩＭＯ传输方案等： 多点协作传输：对ＣｏＭＰ的方案进行了全面的研究，针对ＴＤＤ系统的特点 进行了深入研究，提出了大量实用的解决方案，如上／下行传输方案、下行数据 映射、ＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩ反馈、天线以及传播时延差校准、增强的小区干扰协调和消 除机制等： 中继：结合现有的系统设计、演进系统结构特点与ＴＤＤ系统中的ｒｅｌａｙ应用 场景，进行相关技术创新研究，优化系统设计方案，提高系统的吞吐量和覆盖能 力； Ｒｅｌｅａｓｅ８以前的版本被认为是ＬＴＥ范畴，其中Ｒｅｌｅａｓｅ８支持下行ＭＵ．ＭＩＭＯ， 但是每个用户只能发送单流．Ｒｅｌｅａｓｅ９以后的版本被认为是ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ范畴。 其中Ｒｅｌｅａｓｅｌ０中对下行ＭＵ．ＭＩＭＯ进行了增强，单用户可以发送多流。第二章ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ可能无法找到全新的先进传输技术，但仍可能在现有传输技术 的基础上进行进一步优化。一个可以考虑的优化方向是上行多址技术，ＬＴＥ主要 出于降低ＰＡＰＲ（峰均比）的考虑选用了ＳＣ―ＦＤＭＡ，而非ＯＦＤＭＡ技术作为上 行多址方案。但实际上，在低ＳＩＮＲ场景，ＯＦＤＭＡ的频谱效率仍然略高于 ＳＣ．ＦＤＭＡ，尤其在采用高阶调制时，ＳＣ．ＦＤＭＡ的降ＰＡＰＲ效果并不明显。但对 于ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ系统所侧重的室内、热点覆盖，小区边缘问题不是十分严重， 因此可以考虑在某些场景采用ＯＦＤＭＡ作为上行多址技术，以提高资源分配的 灵活性、更有效的支持上行高阶ＭＩＭＯ和ＮｏｄｅＢ先进接收机。所幸的是，ＯＦＤＭＡ 和ＤＦＴ－Ｓ．ＯＦＤＭ（ＤＦＴ扩展ＯＦＤＭ）可以在一个发射机结构中实现，通过ＤＦＴ 扩展模块的增减，在两种技术之间切换，如在小区中心、室内热点、使用ＭＩＭＯ 传输时采用ＯＦＤＭＡ，在小区边缘、室外广覆盖、不使用ＭＩＭＯ传输时采用 ＤＦＴ－Ｓ．ＯＦＤＭ。当然，也可以考虑对ＤＦＴ－Ｓ．ＯＦＤＭ进行改进（如采用多载波 ＤＦＴ－Ｓ．ＯＦＤＭ），提高其资源映射的灵活性。 ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ下行依然基于ＭＩＭＯ．ＯＦＤＭＡ．ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ．Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ．Ｏｕｔｐｕｔ）技术在支持高速数据传输，提高频谱利用率等方面具有其他技 术所望尘莫及的优势，能在不增加带宽的情况下成倍地提高通信系统的容量和 频谱利用率，成为下一代无线传输系统的关键技术。 传统的ＭＩＭＯ技术基于点对点的单用户传输，例如基于空间分集的ＭＩＭＯ技 术，如ＳＴＣ（Ｓｐａｃｅ．Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ）和基于空间复用的技术，如ＶＢＬＡＳＴ（Ｓｐａｃｅ－Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ）。前者能有效抵抗衰落，并对空间信道具有较强的鲁棒性，但是在提升传 输速率上有限，难以满足未来高速传输的需要，后者能支持空间并行传输因而具 有较高的传输速率，但其在空间信道不理想时，如空间相关性较高时将失效，具 有一定的局限性． 随着多天线技术研究的深入，技术已从点对点的单用户系统扩展到了点对多 点的多用户ＭＩＭＯ系统。多用户的多天线配置带来许多好处多天线具有分集增 益可以提高误比特性能，多天线的复用增益使多用户的信道容量区域扩大，通常 采用发送端预编码的ＭＩＭＯ技术。基于发送端预编码的ＭＩＭＯ技术利用空分多 址（Ｓｐａｔｉａｌ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，ＳＤＭＡ），技术能在相同时间、频率和码域资源 上传送多个用户的信息，较单用户ＭＩＭＯ系统能大大提高其系统容量和频谱效 率。基于预编码的技术结合了空间分集和空间复用的优势，对各种信道环境都有 较好的适应性，通过空分多址接入技术能提高系统容量，增加系统对传输环境的 鲁棒性。在ＭＩＭＯ系统中，当多个用户要共享同一时间和频率资源时，必然会引第二章Ｌ ＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ简介入多用户共道干扰（Ｃｏ－Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ＣＣＩ），在这种情况下采用预编码技术 不仅要获取较大赋形增益，同时还要降低多用户间的干扰。 ＬＴＥ已经在下行采用了较先进的ＭＩＭＯ技术，因此ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ １个优化 的方向是将Ｒ８中采用的单流波束赋形扩展到多流波束赋形（包括单用户ＭＩＭＯ 和多用户ＭＩＭＯ），如上所述，这种技术也可以用于ＣｏＭＰ发送。在上行，可以 考虑在原有的多用户ＭＩＭＯ的技术上，增加单用户ＭＩＭＯ模式． 由于大量微基站、微微基站、室内覆盖、ＲＳ和家庭基站的引入，使 ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ系统的干扰结构变得更为复杂。因此有必要采用更有力的小区间 干扰抑制技术。除了ＬＴＥ中已经采用的干扰协调技术外，可以考虑在小区边缘 引入ＣＤＭＡ（码分多址）概念，然后在此基础上进行的联合检测和干扰消除。 ＬＴＥ相对３Ｇ技术，名为“演进＂，实为“革命＂，３ＧＰＰ产业界在经过了３年 多全力以赴的ＬＴＥ技术研发后，ＵＭＴＳ的技术基础已大部分被替换。而且，ＬＴＥ 已经具有相当明显的４Ｇ技术特征，只要在其基础上作适当增强，就可以满足 ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ的需求。出于这种考虑，ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ应该不会成为再一次“革 命＂，而一定会作为在ＬＴＥ基础上的平滑演进。 基于这样一种定位，ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ系统应自然的支持原ＬＴＥ的全部功能， 并支持与ＬＴＥ的前后向兼容性，即Ｒ８ ＬＴＥ的终端可以接入未来的ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ 系统，ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ终端也可以接入Ｒ８ ＬＴＥ系统。 （１）针对室内和热点游牧场景进行优化妻一随着业界对移动互联网发展趋势的理解逐步加深，人们也在反思宽带移动通 信的主要应用场景到底是什么。用户的使用习惯似乎表明，对宽带多媒体业务的 需求主要来自于室内，有统计表明，未来８０，－，９０％的系统吞吐量将发生在室内和 热点游牧场景，室内、低速、热点可能将成为移动互联网时代更重要的应用场景。 因此，传统蜂窝技术“重室外、轻室内’’，“重蜂窝组网、轻孤立热点’’，“重移动 切换、轻固定游牧’’的观念可能有修改的必要。因此，ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ的工作重 点应该放在对室内场景进行优化。当然，作为这项工作的基础，首先要制定合理 的室内仿真评估假设和信道模型。 （２）有效支持新频段和大带宽应用 基于ＷＲＣ０７（２００７年世界无线大会）会议的结论，ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ的潜在部署频段包括：４５０４７０ＭＨｚ、６９８～８６２ＭＨｚ、７９啦８６２Ｍ］№、２．３之．４ＧＨｚ、 ３．４４．２ＧＨｚ、４．４４．９９ＧＨｚ等。可以看到，除了２．３￣２．４ＧＨｚ位于传统蜂窝系统常第二章Ｌ ＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ简介高、低分化的趋势。尤其是大量的潜在频段集中在透建筑物的能力和移动性能方面明显不如低频段，因 支持低速移动。但实际上，未来宽带移动互联网业务 绝大部分容量需求将集中在面积只占－ｄ，部分的室内 和热点区域，这为高频段的应用提供了可能。如图ｌ所示，可以构建多频段协作 的层叠无线接入网，“质差量足＂的高频段用来专门覆盖室内和热点区域内的低 速移动用户，将大部分系统容量都吸引到高频段中，从而将“质优量少’’的低频 段资源节省下来覆盖室外广域区域以及高速移动用户。低频段部署可以看作高频 段部署的“衬底＂，负责填补高频段的覆盖“空洞＂。多个频段紧密协作、优势互 补，则可以有效地满足ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ在高容量和广覆盖方面的双重需求。 在此基础上，则可以进一步部署室内基站、中继（Ｒｅｌａｙ）站和分布式天线站 点来扩展高频段的覆盖范围，从而进一步将系统负载吸引到高频段，减轻低频段 的负担，使其能够更有效提供高质量连续覆盖，支持高速移动。 （３）峰值速率大幅提升和频谱效率有限改进 目前ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ考虑的峰值速率（下行４Ｘ４天线，上行２Ｘ４天线）为 下行１Ｇｂｐｓ，上行５００ＭＨｚ。以ＬＴＥ的峰值频谱效率，只要简单扩充系统带宽即 可实现。但过高的峰值速率对于终端有限的芯片处理能力和缓存容量而言，实际 上是无法实现的。 如果考虑更高天线阶数，如下行８×８天线，上行４Ｘ ８天线，则ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ 的峰值频谱效率有望比ＬＴＥ又进一步提升，达到３０ｂｐｓ／Ｈｚ（下行）和１ ５ｂｐｓ／Ｈｚ （上行）。但这样大的天线数量在实际部署中是否现实，是很值得商榷的，因此 应首先将工作重点放在４×４天线以下的天线配置上。 和峰值速率、峰值频谱效率相比，更有实际意义的指标是小区平均频谱效率 及小区边缘频谱效率。在这方面，ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ提出了相对比较谨慎的目标， 在ＬＴＥ原有应用场景下，平均频谱效率要求提高５０％，即达到２．４，－，３．７ｂｐｓ／Ｈｚ（下 行）和１．２－２ｂｐｓ／Ｈｚ（上行）。此时，下行最高天线配置为４Ｘ４天线，上行可从ｌＸ４天线扩展到２Ｘ４天线。在小区边缘频谱效率（即５％ＰＤＦ频谱效率）方面，由于缺乏更好的抑制小区间干扰的技术，只能期待有大约２５％的性能提升，达到上行Ｏ．Ｏ仙．０７ｂｐｓ／Ｈｚ／用户，下行０．０７－４）．１ ２ｂｐｓ／Ｈｚ／用户。另外，ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ需求还强调了自配置／自优化、降低终端、网络的成本 和功耗等需求。第二章ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介２．２ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ场景参数配置及信道模型【１２ｌ２０世纪末３Ｇ技术标准化完成时，Ｂｅｙｏｎｄ．３Ｇ技术的研究相应的启动了。２００６ 年，ＩＴＵ．Ｒ正式将Ｂｅｙｏｎｄ－３Ｇ技术命名为ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ，并于２００８年２月向各 国标准化组织征集ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ技术提案。ＬＴＥ及在其基础上进一步演进的 ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ作为ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ候选技术，也根据ＩＴＵ的要求逐渐从采用ＳＣＭＥ（Ｓｐａｔｉａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｅｌ Ｅｘｔｅｎｄｅｄ）信道模型转移到采用ＷＩＮＮＥＲ ＩＩ（ＷｉｒｅｌｅｓｓＷｏｒｌｄＩｎｉｔｉａｔｉｖｅ Ｎｅｗ ＲａｄｉｏＩＩ）信道模型。在最初的３ＧＰＰ仿真中人们使用ＴＵ（Ｔｙｐｉｃａｌ Ｕｒｂａｎ）模型来仿真ＭＩＭＯ信道， 其中各ＴＵ信道相互独立。但是在实际传播环境中ＭＩＭＯ信道是存在相关性的， 且ＭＩＭＯ信道容量随着相关性增强而急剧下降。因此ＳＣＭ（Ｓｐａｔｉａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｅｌ） 信道模型得到了重视。ＳＣＭ信道模型是基于载波中心频率２ＧＨｚ，带宽５ＭＨｚ来 设计的。它利用角度延迟功率谱，时延扩展及角度扩展等信道统计特性得到信道 系数，并引入天线间距得到信道间相关性。鉴于未来移动通信系统有宽带化发展 的趋势，所需抽样频率提高，每条路径所能分辨子径数目增多，人们在ＳＣＭ的 基础上进一步发展出了ＳＣＭＥ（Ｓｐａｔｉａｌ 要，同时保持后向兼容性。 欧盟的ＷＩＮＮＥＲ ＩＩ信道模型同ＳＣＭＥ一样都是基于几何统计法的半确定性 模型。它根据一定统计特性和特征分布在基站和移动台周围随即散布散射体组， 对位于每个散射体组中的散射体都有符合测量统计的角度延迟功率谱。信道模型 中的每条路径对应一个散射体组，而各条子路径就由组中散射体发射，绕射和散 射到接收端的射线组成。它根据射线跟踪法来确定每条射线的角度时延等参数， 并在接收端将射线叠加得到信道冲激响应。根据ＩＴＵ的要求，ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄ候 选技术提案均采用ＷＩＮＮＥＲ ＩＩ信道模型。２．２．１Ｃｈａｎｎｅｌ ＭｏｄｅｌＥｘｔｅｎｄｅｄ）用于满足宽带需ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ仿真场景网络规划及相应大尺度衰落ＩＴＵ推荐采用基于子径的空间信道模型ＷＩＮＮＥＲ ＩＩ，其基本仿真场景分为室内 热点（Ｉｎｄｏｏｒ Ｈｏｔｓｐｏｔ），城区微蜂窝（Ｕｒｂａｎ Ｍｉｃｒｏ），城区宏蜂窝（Ｕｒｂａｎ Ｍａｃｒｏ），郊 区宏蜂窝（Ｒｕｒａｌ Ｍａｃｒｏ），然后根据不同小区环境来配置不同模型参数。室内热点 布局包括一栋建筑的一层楼。这层楼有６米高，包括１６个１５ 和１个１２０ｍＸｍ×１５ｍ的房间２０ｍ的大厅。两个基站位于大厅中央分别距离左侧３０ｍ和６０ｍ的地方，如下图所示：结构，具体如删一ｎｎ２㈡２圳（２－１）其中Ａ（０）是方向ｅ上的相对增益，－１８０。≤０≤１８０。，且ｒａｉｎ【．】返回列最小值， ｅ３皿是３ ｄＢ带宽（此时０ ３西＝７００），而Ａｍ＝２０ ｄＢ是最大衰减。相似的，垂直 天线图样如下：删卜删２（訾卜，总的偏离主轴角度的天线图样如下：２８ｐ２，天线方位是天线主瓣方向和正东方向的夹角，天线方位角顺时针方向增大。 每扇区的天线主瓣方向指向六边形小区的每边，如图２４所示：ｒ∥／７”’≮＞ 。弋７ｊ．．？．／７图２＿４天线方位图需要特别指出的是，用户终端天线是全向天线，而基站天线在室内热点场景 下野是全向天线。 各仿真场景基本参数如表２．１所示。对于各个场景的路径损耗来说，它们的 直射径与非直射径比例也不同，如表２－２所示：表２．３给出了各种仿真场景的路径损耗参数；注意对于城区微蜂窝场景还有室外到室内（Ｏ．协Ｉ）的路径损耗。第二章ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介表２―１仿真场景基本参数Ｊ室内热点 场景配置 站间距 信道模型 用户分布 室内楼层６０ ｍ ＩｎＨ城区微蜂窝 六边形小区２００ ｍ城区宏蜂窝 六边形小区５００ ｍ郊区宏蜂窝 六边形小区１ ７３２ ｍ●ＵＭｉＵＭａＩｔＭａＪ随机均匀分 布随机均匀分布。 ５００用户为室 外步行者， ５０％用户在室 内随机均匀分布。 １００％用户为 室外车载用户。随机均匀分布。 １００％用户为 室外高速车载 用户。用户移动性模型所有用户固 定速率｜’，Ｉ， 移动方向随 机分布所有用户固定 速率Ｉｖｌ，移动 方向随机分布所有用户固定 速率｜’，Ｉ，移动 方向随机分布所有用户固定 速率卜ｌ，移动 方向随机分布用户速率 基站端噪声系数 用户端噪声系数 ＢＳ天线朝向增益 ＵＴ天线增益 热噪声功率谱密 度３ｋｍ／ｈ ５ ｄＢ ７ ｄＢ Ｏ ｄＢｉ Ｏ ｄＢｉ －１７４ ｄＢｍ／Ｈｚ３ｋｍ／ｈ５ ｄＢ ７ ｄＢ １７ ｄＢｉ Ｏ ｄＢｉ －１７４ ｄＢｍ／Ｈｚ３０ｋｍ／ｈ ５ ｄＢ ７ ｄＢ １７ ｄＢｉ ０ ｄＢｉ －１ ７４ ｄＢｍ／Ｉ－Ｉｚ１２０ｋｍ／ｈ ５ ｄＢ ７ ｄＢ １７ ｄＢｉ ０ ｄＢｉ －１７４ ｄＢｍ／Ｈｚ表２－２直射径概率场景基于距离ｄ的ＬｏＳ概率函数，ｄ（ｍ）ｈｌＨ吃∞＝｛≥；，（＿。一?８）／２７ ｌ｝≥兰＜３７Ｐｗｓ＝ｍｉｎ（１ ８／ｄ，１）?０一ｅｘｐ（－ｄ／３６））＋ｅｘｐ（－ｄ／３６）（仅适用于室外用户）ＵＭｉＵＭａ‰＝ｍｉｎ０８／ｄ，１）?０一ｅｘｐ（－ｄ／６３））＋ｅｘｐ（－ｄ／６３）１，ｄ≤１０ＲＭａ”ｅ文一锗）如?。第二章Ｌ ＴＥ－Ａｄｖａｎｃｃｄ简介表２．３路径损耗参数场景、路径损耗（ｄＢ） 五单位为ＧＨｚ，距离单位为ｍ阴影衰落 标准方差（ｄＢ）适用范围． 天线高度默认值ＰＬ。１６．９ｌｏｇ，ｏ（ｄ）＋３２．８＋２０ ｌｏｇｌｏ诉）ｏ＝３３ｍ＜ｄ＜ｌｏｏｍ金ＬｏＳ口矗聒＝３－６ｍ厅沂＝１．２．５ｍ《 霰 长 侧ＮＬｏＳ咒２ ４３．３ｌｏｇｌｄｄ）＋ＩＩ．５＋２０ ｌ０９１０（Ｄｏ＝４ｌＯｍ＜ｄ＜１５０ｍｋ＝３－６ｍｈｗｒ＝１－２．５ｍ ＰＬ＝２２．０ｌｏｇｉｏ（ｄ）＋２８．０＋２０ ｌｏｇｌｏ（ｆ。）ａ＝３ ｏ＝３ＬｏＳ儿２ ４０ｌｏｇ，ｏ（ｄ１）＋７．８―１８ ｌｏｇｌｏ（ｈ’Ｂｓ）－１８１０ｍ＜矾＜如（１） ‰＜函＜５ ０００ ｍ（１）虹＝ｌｏ ｍ（１）’｜Ｉｌ盯＝１．５ ｍ（１’１０ｍ＜ｄ＜２０００ｍＩｏｇｌｏ（ｈ＇ｔｒｒ）＋２ ｌｏｇｌ００Ｃ。）至ＰＬ ２ ３６．７ｌｏｇｌｏ（ｄ）＋２２．７＋２６ ｌｏｇｌｏ（ｆ。）ｏ＝４邑ＮＬｏＳ趣 髫 器 框 繇Ｏ＾ｏ．Ｉ，魄＝１０ ｍｈｗ＝ｌ－２．５ｍＰＬ＝ＰＬｈ＋ＰＬ＿＋ＰＬｈ’１０ｍ＜ｄ口ｍ＋ｄｉｂＦ １ ０００ｍ。Ｇ＝７ｌＰ上。＝Ｐ￡。ｌ（ｄ。。ｒ＋ｄｆ．）０ ｄ¨０ｍ＜ｄｉｎ＜２５ｍ， ｈｍ＝１０ ｍ，ｈｗ＝３（ｒｉＦｔ―１）＋１．５ ｍ，｛Ｐ工，，＝２【Ｐ Ｌ Ｊ．＝０．５翰＝１解释见（２）ＰＬ＝２２．０ ＬｏＳｌｏｇｌｏ（ｄ）＋２８．０＋２０ ｌｏｇｌｏ（ｆｃ）ａ＝４ ｏ＝４ｌＯｍ＜ｄ＜ｄ知（１） ｄｋ＜ｄ＜５ｈｍ＝２５０００ＰＬ＝４０．０ｌｏｇｌ０（ｄ１）＋７．８―１８．０ｌｏｇｌｏ（＾’昭）ｍ（１） ｍ（１）一１８．０ｌｏｇｌｏ（ＪＩｌ’ｗ）＋２．０ｌｏｇｌｏ伉）硝ｍ（１），Ｊｌｌｗ＝１．５ＰＬ２ １６１．０４―７．１ｌｏｇｌｏ（ＰＯ＋７．５ ｌｏｇｌｏ（协６＝６１０ｍ＜ｄ＜５ ０００ｍ ｈ ２ ａｖｇ．ｂｕｉｌｄｉｎｇ ｈｅｉｇｈｔ窆３ｏ一（２４．３７―３．７（ｈ／ｈｍ）２）ｌｏｇｌｏ（ｈＢｓ） ＋（４３．４２―３．１ ｌｏｇｌｏ（ｈＢｓ））（１０９ｉｏ（力一３）＋２０Ｗ＝ｓｔｒｅｅｔ ｗｉｄｔｈ ｈｍ＝２５ｍ，，ｉ卯＝１．５ｍ， Ｗ＝２０ｍ，ｈ＝２０ｍ．譬 ＝ｌｏｇｌ“Ｄ一（３．２（１０９ｌｏ（１１．７５矗叮．））２―霎ＮＬ。Ｓ３４．９７）适用范围：５ ｍ＜ｈ＜５０ｍ５ｍ＜形＜５０ｍ１０ｍ＜ｋ＜１５０ｍ１ ｍ＜ｈｅｒ＜１０ ｍ日ＰＬｌ。２０ｌｏｇｌ０（４０，ｔ ｄｆＪ３）＋ｏ＝４１０ｍ＜ｄ＜如（３） 如＜ｄ＜１０ ０００ｍ，ｈｍ＝３５ｍ，ｈｏ－ｒ＝１．５ｍ，至配ｍｉｎ（０．０３ｈｇＴｚ，１ ０）ｌｏｇｌ“回一 ｍｉｎ（０．０４４ｈＬ７２，１４．７７）＋０．００２ ｌｏｇｌｏ（ｈ）ｄ量Ｌ０ｓ窆矗 ｊＰＬ２＝儿ｌ（ｄｓｐ）＋４０ ｌｏｇｌｏ（ｄ／ｄｓｖ）ｏ＝６∥＝２０ｍ，ｈ＝５ｍ眠巩ｈｍ，ｈｕ．ｒ适用范围与Ｗ］ＶＩａＮＬｏＳ中的相同）３１幺第二章Ｌ ＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介ＰＬ＝１６１．０４―７．１ｌｏｇｌｏ（叻＋７．５ ｌｏｇｌｏ（协ｏ＝８１０ｍ＜ｄ＜５ ０００ｍ，一（２４．３７―３．７（ｈ／ｈＢｓ）２）ｌｏｇｌｏ（ｈＢｓ）№Ｓ＋（４３．４２―３．１２０ｌｏｇｌｏ㈣（Ｉｏｇｌｏ（砂一３夕＋ｈｍ＝３５ｍ，ｈｏ－ｒ２ １．５ｌｌｌ，，ｌｏｇｌｏ（Ｄ一（３．２（１０９１０（１１．７５ ｈｖｒ））２―∥＝２０ｍ，ｈ＝５ｍ４．９７）（臃形‰＾叮适用范围与ＵＭａＮＬｏＳ相同）Ａｒｒａｙ２图２．５ ＭｌＭＯ信道模型ＵＸＳＭＩＭＯ信道模型时变冲击响应矩阵如下式所示：＾，Ｈ（ｆ；ｔ）＝∑Ｈ。（，；Ｔ）ｎ＝ｌ（２４）３２第二章Ｌ ＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介其中ｔ表示每径的时间，．ｒ表示相应径的每子径时延，Ｎ表示径的数目，ｎ 表示径的序号。它分别由发射端的天线阵列响应矩阵Ｆ住，接收端的天线阵列响 应矩阵Ｆｎ，以及第ｎ径的双极化传播信道相应矩阵ｈｎ组成，如下式所示：Ｈ。Ｏ；ｔ）＝脾◇）ｈ。（ｆ；ｔ矽，伊癣◇）ｄ即矽（２－５）对于第ｎ径，发送天线单元ｓ到接收天线单元ｕ信道表示如下：啪小Ｙ…－－－－＇．：，一㈧７’巴麓磁钯习×ｅｘｐ（／２ｍＡ．０１皖一．不一））ｅｘｐＤ２硪ｉ１瓴加．ｏ））×ｅｘｐ（ｊ２ｍ，。一ｆ声Ｇ―Ｔ疗一）其中 Ｆ％也ｖ和Ｆｒｘ．ｕ＇Ｈ分别表示水平极化天线单元ｕ场图样和垂直极化天 ａ 线单元场图样； ａ岬，ｗ和 ｎｍＶＨ分别是径ｎ和径ｍ水平一水平与垂直－ （２．６）垂直极化的复增益。入。是载波波长，无．。是离开角（Ａｎｇｌｅ ｏｆＤｅｐ眦ｕｒｅ）单位向量，死．。是到达角（ＡｎｇｌｅｏｆＡ盯ｉＶａｌ）单位向量；７孙和‰分别是Ｓ单元和ｕ单元的方位向量。坛ｍ是子径ｎ，ｍ的多普勒频率单元。如果是动态仿真无线信道的话，以 上的小尺度参数都是时变的。 具体信道模型产生如下： 步骤１：确定场景，网络规划和天线阵列参数： ａ）选择场景（室内热点，城区微蜂窝，城区宏蜂窝，郊区宏蜂窝） ｂ）确定基站（ＢＳ）和用户终端（ＵＴ）数目。ｃ）确定Ｂｓ和ｕＴ的位置，或者每个Ｂｓ与ｕＴ间距以及它们的视距方向４ｂＬｏＳ和（ｐ ＬｏＳｄ）确定ＢＳ和ＵＴ的天线场图样ＦⅨ和Ｆ仅，以及阵列ｇｅｏｍｅｔｒｙ 曲确定ＢＳ和ＵＴ相对于正东方向的天线朝向。 Ｄ给出ＵＴ运动的速率和方向。 酚确定系统中心频率。＋ 步骤２：确定传播条件（ＬＯＳ／ＮＬＯＳ概率）。 步骤３：对每条基站到用户终端链路用表２．３中的公式计算路径损耗。３３第二章ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ简介步骤４：计算大尺度相关参数，比如时延扩展，角度扩展，莱斯Ｋ因子和阴 影衰落。具体方法参照【１３】的§３．３．１均方根到达角度扩展和离开角度扩展最小值 为１０４０，０Ｐａ，＝ｍｉｎ（ａ９，１０４０）。 步骤５：计算时延 对于Ｎ个径，每径时延服从表２．７中的指数时延分布如下：＂ｇｎ’＝一‘６。ｌＩｌ（鼍）ｎ＝ｌ，…，Ｎ（２－７）其中ｒ，是时延分布比例因子，咒～Ｕｎｉ（０，１），ｏ。由步骤四给出。将～’，ｆ：：…，Ｒ’从大到小依次排序，并减去最小的那个时延，如下式所示：ｆ力＝ｓｏｒｔ（Ｔ）疗一ｍｉｎ（ｚ＇，１））（２－８）对于直射径情况，需要增加直射径的时延，它由莱斯Ｋ因子得到，但并不用 于每径功率的计算。其计算方法如下：Ｄ：０．７７０５―０．０４３３Ｋ＋０．０００２Ｋ２＋Ｏ．００００１ ７Ｋ３（２－９）Ｔ甩Ｌ舔＝Ｔ疗／Ｄ（２－１０）步骤６：计算径的功率Ｐ 每径功率从指数功率延迟分布得到，它取决于表２－７中时延分布，计算如下：最＝ｅｘ（－百ｎ剖?ｔ考己：＃∑《开＝ｌ㈣其中ｚｎ是由于阴影衰落而产生的，它满足厶～Ｎ（０，‘）。这里把功率规一化 使其和为ｌ：（２－１２）每一子径的功率为Ｐｎ／Ｍ，这里Ｍ是每径的子径数目。如果某一径比最大径 功率低２５ｄＢ以上的话就要除去。 步骤７：计算到达角叩和离开角巾¨：一型螋Ｃ因子，如下表所示：径数目４塑（２―１４）式（２―１３）中Ｏ＇ＡｏＡ＝０中／１．４是到达角的标准差。常数ｃ是同径数目有关的的比例表２４５８１０ｌｌ１２１４１５１５１６１９１９２０（ＩｎＨ）Ｃ ０．７７９ Ｏ．８６０ １．０１８ １．０９ｌｏ １．１２３ １．１４６ １．１９０ １．２ｌｌ １．４３４ １．２２６ Ｉ．２７３（Ｉｎｌ４）１．５０１ １．２８９对于直射径，常数Ｃ由莱斯Ｋ因子决定。式（２．１３）和式（２．１４）ｄＰ的Ｃ由ＣＬ０ｓ 代替。ｃＬＯＳ计算如下：ｃＷＳ＝ｃ．（１．１０３５―０．０２８Ｋ一０．００２Ｋ２＋ｏ．０００１Ｋ３）对于室内热点场景，ＣＬＯｓ计算如下：（２．１５）ｃ螂＝ｃ．（ｏ．９２７５＋０．０４３９Ｋ一０．００７１Ｋ２＋ｏ．０００２Ｋ３）（２．１６）其中Ｋ值由表２－７定义。每径到达角如下式所示，其中Ｘｎ从｛１，－１）中随机均匀取值，且Ｌ－ｇｏ，０９／７）。平一＝叉＿叩九＋砭＋９￡舔（２－１７）其中‰是直射径角。对于直射径，用式（２―１８）来代替（２－１７）以保证第一径是直射径方向：％＝ｋ《＋匕）一ｋ（ｐ：＋Ｋ一吼＿（２．１８）３５第二章Ｌ ＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介最后把表２．５中的角度ａ小偏移加上，其中是表２―７中到达角的均方根角度扩 展，如下式所示。注意对于离开角的计算过程类似。‘Ｐ刀，朋＝Ｑ露＋ｃ彳叫０ｃ肼（２?１９）表２．５一径中每１度均方根角度扩展对应的子径角度偏移量子径序号，ｍ１，２ ３，４基本角度偏移向量，‰士０．０４４７士０．１４１３５，６ ７，８ ９，１０ １ｌ，１２ １３．１４ １５．１６ １７．１８ １９，２０士０．２４９２ 士０．３７１５ 士Ｏ．５１２９ 士０．６７９７ 士０．８８４４ 士１．１４８１ 士１．５１９５ 士２．１５５１步骤８：产生每径的子径 根据表２．５和步骤１０一ａ来产生径ｎ每个子径的离开角和到达角。 步骤９：计算第ｎ径的第ｍ子径以及４个不同极化配对（ｗ，ｖｈ，ｈｖ，ｈｈ）的随机初始相位讳ｗ卅，味，（１）Ｍｈｖ，①‰ｊ。初始相位满足（－７ｃ力之间的均匀分布。对于直射径情况，则是为ＶＶ和ＨＨ极化方向取得随机初始相位净‰，①‰ｊ．步骤１０ａ：为每条子径和每个收发单元配对ｕ，ｓ计算信道系数。对于Ｎ．２条弱径（ｎ－３，４，．．．娜和均匀线性阵列（Ｕｎｉｆｏｒｍ计算如下：ＬｉｎｅａｒＡｒｒａｙ）信道系数‰嘶姜匠跚胤）锗豫煳㈣．ｅｘ缸列ｓ地妒ｌＩｅ姒列ｓｉｒ（ｆｏ．．））ｅＸｌ（／２ｍＪ．ｘ，，ｔ）第二章Ｌ ＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介其中ｋｑｖ和Ｆｎ，，ｕ，Ｈ是天线单元Ｕ的垂直极化场图样和水平极化场图样。ｄｓ和ｄｕ是发射单元和接收单元的平均间距。１ｃ是交叉极化线性功率比，‰是载波波长。如果不考虑极化，那么２×２极化矩阵就用ｅｘｐ汕。一）来代替，并且只使用垂直极化。 多普勒频率单元由下行到达角，用户终端速度ｖ和移动方向０，来决定：妒掣到子径的映射９，１０，１１，１２，１７，１８ １３，１４，１５，１６（２－２１）对于最强的两个径（ｎ＝１，２），每个径分成固定时延为｛０，５，１０ｎｓ｝的三个子簇。每 条径的２０个子径到子簇的映射如表２－６所示：表２．６子簇的时延和功率分配信息子簇序号．１２ ３功率１０，２０ ６／２０４／２０时延偏差０ ａｓ ５ １１￥ １０Ｄ．５１，２，３，４，５，６，７，８，１９，２０对于直射径情形，定义Ｈ’。，，，．＝Ｈ¨一，通过在式（２―１９）增加一条直射径来计算 信道参数，如下所示：也＾。（ｆ）＝－－刍＋ＩＨ＇吼。ｏ）＋跏一１．ｅｘｄ矗２刀石ｓｉＩ地蜘ｘｐｌＡ２刀石ｓ‰鹏ｘ以２矶ｔ√）＆叫‰）Ｊ【－０疋＾ｙ＠‰）丁『ｅｘ出魄）ｅｘ如膨黝ｐ２２，ｅｘ如唿址层＾胃‰圹吃钟其中６（。）是Ｄｉｒａｃ的ｄｅｌｔａ函数。ＫＲ是线性莱斯Ｋ因子。如果使用的是非均匀 线性阵列，那么对于图２－６中的平面波的任意阵列，式（２３）君１１式（２０）中的距离ｄｕ 应改成：。巫４Ｘｕ２＂Ｆ ｙ掣ｕ２ｃｏｓ（ａ―ｒｃｔａｎ（ｙｕ／Ｘｕ）－够ｎ，．）３７㈣这里（Ｘｕ，ｙｕ）是第Ｕ个单元Ａｕ的坐标，舢是参考单元。第二章ＬＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介Ｊ儿口ＩＦ：／／飞仇ｍ：ｌ／ＺⅣ。：。：勘／Ｘ。图２．６非均匀线性阵列天线单元ｕ的修正距离步骤１０ａ：对收发天线单元配对沁ｓ）的每条径产生相应的信道系数。步骤１ｌ：应用步骤３计算出的路径损耗和步骤４计算出的对数正态阴影衰落。表２．７信道模型参数ＩｎＨＵＭｊＮＬｏｓ ＬｏＳ ＮＬ０ｓＵＭａ Ｏ－ｔｏ．１．６．６２ ＬｏＳ ＮＬ０ｓ ＬｏＳＲＭａＮＬｏＳ场景 Ｌ嘏 时延０晦） ｌｏｇｌｏ（ｓ） 离开角展宽（ＡＳＤ） Ｉｏｇｌｏ（ｄｅｇｒｅｅｓ） 到达角展宽（ＡＳＡ） Ｉｏｇｌｏ（ｄｅｇｒｅｅｓ）阴影衰落（Ｓｔ）（ｄＢ）ｐ ．７．７０．７．４１．７．１９＿６．８９―７．０３＿６．４４．７．４９－７．４３ｏ０．１８Ｏ．１４０．４００．５４Ｏ．３２０．６６０．３９Ｏ．５５Ｏ．４８ｐ１．６０１．６２１．２０１．４ｌ１．２５１．１５１．４ｌＯ．９０Ｏ．９５ｄ０．１８Ｏ．２５Ｏ．４３０．１７Ｏ．４２Ｏ．２８Ｏ．２８Ｏ．３８Ｏ．４５Ｕ１．６２１．７７１．７５１．“Ｏ．１５１．７６１．８ｌ１．８７１．５２１．５２ｏＯ．２２Ｏ．１６Ｏ．１９Ｏ．１６Ｏ．２００．１ｌＯ．２４Ｏ．１３ａ３４３４７４６４８莱斯Ｋ因子旧（ｒｉＢ）ｐ７Ｎ／Ａ９Ｎ从Ｎ，，ＡＮ，Ａ Ｎ／Ａ９Ｎ从Ｎ／Ａ７Ｎ，Ａｏ４Ｍ，Ａ０．４５３．５４Ｎ／Ａ互相关?ＡＳＤｖｓＤＳ０．６Ｏ．５ＯＯ．４０．４０．４Ｏ＿ｏ．４ＡＳＡＶＳＤＳｏ．８ＯＯ．８Ｏ．４Ｏ．４Ｏ．８Ｏ．６ＯＯ越’ＡｖｓＳＦＡＳＤＶＳＳＦ－Ｄ．５－０．４－ｏ．４．ｏ．４Ｏ－ｏ．５ＯＯＯ－ｏ．４Ｏ＿ｏ．５Ｏ０．２－ｏ．５－ｏ．６ＯＯ．６ＤＳＶＳＳＦ－ｏ．８．ｏ．５＿ｏ．４－ｏ．７－ｏ．５－０．４．ｏ．４－０．５－ｏ．５ＡＳＤＶＳＡｓＡＯｔ４Ｏ０．４ＯＯＯＯ．４０ＯＡｓＤＶＳＫＯＮ从Ｎ，Ａ＿ｏ－２Ｎ，ＡＮ／ＡＯＮ，ＡＯＮ，ＡＡｓＡＶＳＫＯ＿０１３Ｎ，ＡＮ，Ａ－ｏ．２Ｎ，ＡＯＮ，ＡＤＳｖｓ足由．５Ｎ，Ａ＿ｏ．７Ｎ，ＡＮ，Ａ－ｏ．４Ｎ，ＡＯＮ，Ａ第二章Ｌ ＴＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ简介ＳＦｖｓ足０．５Ｎ，ＡＯ．５Ｎ从ＥｘｐＮ／ＡＯＮ，Ａ０Ｎ值Ｅｘｐ时延分布ＥｘｐＥｘｐＥｘｐＥｘｐＥｘｐＥｘｐＥｘｐＷｒａｐｐｅｄＷｒａｐｐｅｄＧａｕｓｓｉａｎ离开角和到达角分布ＬａｐｌａｃｉｅｎＷｒａｐｐｅｄＧａｕｓｓｉａｎ Ｇａｕｓｓｉａｎ时延比例系数，ｔＸＰＲ（ｄＢ） 径数目ｐ３．６３３．２３２．２２．５２．３３．８１．７１１ｌＯ９８．Ｏ９３７１２７１５１９１２１９１２１２２０ｌｌ１０每径的子径数目 子簇离开角展宽 子簇到达角展宽 每径阴影衰落标准差＜（ｄＢ）ＤＳ２０２０２０２０２０２０２０２０２０５５３１０５５２２２８ｌｌ１７２２８ｌｌ１５３３６３３３４３３３３３５７１０ｌＯ３０４０５０３６ＡｓＤ７３３１０ｌｌ１８５０２５３０相关距离（ｎＩ）ＡＳＡ５３８９１７１５５０３５４０ＳＦ１０６１０１３７３７５０３７１２０足４Ｍ１５Ｎ臆Ｎ／Ａ１２Ｎ，Ａ４０Ｎ／Ａ３９ＭＩＭＯ（ＳＵ．ＭＩＭＯ）；如果这些数据流分属于不同用户，那么这称作多用户 ＭＩＭＯ（ＭＵ．ＭＩＭＯ）。显然，ＳＵ－ＭＩＭＯ可以增加单个用户的数据速率；而 ＭＵ―ＭＩＭＯ通过一定的技术可以有效抑制使用相同资源块的不同用户间的干扰， 提高频谱利用率，从而提高系统容量，因此有关多用户ＭＩＭＯ的技术应运而生。 未来的商机促使越来越多的研究机构、国际标准化组织、产品制造公司对此项技 术的研究。ＬＴＥＲｅｌｅａｓｅ８支持下行ＭＵ．ＭＩＭＯ。而在ＬＹＥ．Ａｄｖａｎｃｅｄ（Ｒｅｌｅａｓｅｌ０）中，下行ＭＵ．ＭＩＭＯ得到了进一步增强。 多用户的多天线配置带来许多好处多天线具有分集增益可以提高误比特性能， 多天线的复用增益使多用户的信道容量区域扩大，通常采用发送端预编码的 ＭＩＭＯ技术。基于发送端预编码的ＭＩＭＯ技术利用空分多址（ＳｐａｔｉａｌＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ，ＳＤＭＡ），技术能在相同时间、频率和码域资源上传送多个用户的信息，较单用户ＭＩＭＯ系统能大大提高其系统容量和频谱效率。基于预编码的技 术结合了空间分集和空间复用的优势，对各种信道环境都有较好的适应性，通过 空分多址接入技术能提高系统容量，增加系统对传输环境的鲁棒性。在ＭＩＭＯ系 统中，当多个用户要共享同一时间和频率资源时，必然会引入多用户共道干扰 （Ｃｏ．Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｆｅｎｃｅ，ＣＣＩ），在这种情况下采用预编码技术不仅要获取较大赋 形增益，同时还要降低多用户问的干扰。 从信息论角度，ＤＰＣＩｌ４］}